JPH02299399A - ハイビジョン受信装置 - Google Patents
ハイビジョン受信装置Info
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- JPH02299399A JPH02299399A JP1119167A JP11916789A JPH02299399A JP H02299399 A JPH02299399 A JP H02299399A JP 1119167 A JP1119167 A JP 1119167A JP 11916789 A JP11916789 A JP 11916789A JP H02299399 A JPH02299399 A JP H02299399A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はハイビジョン受信装置に関し、特に３−１方
式（前方３チャンネル、後方１チャンネル）４チャンネ
ルステレオのプログラムを２チャンネルに合成するチャ
ンネルミックス回路に関するものである。
式（前方３チャンネル、後方１チャンネル）４チャンネ
ルステレオのプログラムを２チャンネルに合成するチャ
ンネルミックス回路に関するものである。
（従来の技術）
ハイビジョンテレビジ式ン受信機では、ＮＴＳＣ方式の
テレビに比べ、走査数を２倍、画面をワイド化し、画素
数を５倍にすることにより、高精細度、大画面ディスプ
レイからなる視覚上の高臨場感を得ることができる。一
方音声も高臨場感を得るために３−１方式（前方３チャ
ンネル、後方１チャンネル）４チャンネルが考えられて
いる。
テレビに比べ、走査数を２倍、画面をワイド化し、画素
数を５倍にすることにより、高精細度、大画面ディスプ
レイからなる視覚上の高臨場感を得ることができる。一
方音声も高臨場感を得るために３−１方式（前方３チャ
ンネル、後方１チャンネル）４チャンネルが考えられて
いる。
複数人で視聴する場合を考慮して、広範囲で映像と音像
のずれが少なく良好な視聴ができるために前方に３チャ
ンネルを、また広がり感を高めるために後方に独立１チ
ャンネルを設けている。
のずれが少なく良好な視聴ができるために前方に３チャ
ンネルを、また広がり感を高めるために後方に独立１チ
ャンネルを設けている。
ここで３−１方式４チャンネルのプログラムを従来２チ
ャンネルの音声受信装置で再生する場合の方式について
考えてみる。ｒＪＡＳコンファレンス゛ ８８予稿集、
Ｐ２２０〜Ｐ２２５記載のオーディオからみたハイビジ
ョン」によると３−１方式のプログラムを、第（１）式 Ｌ＝ＬＦ＋０．７Ｃ＋０，７Ｓ ・・・ （１）
Ｒ＝ＲＦ＋０．７Ｃ＋０．７Ｓ ここで ＬＦは前方左チャンネル Ｃは前方センターチャンネル ＲＦは前方右チャンネル Ｓは後方チャンネル である。
ャンネルの音声受信装置で再生する場合の方式について
考えてみる。ｒＪＡＳコンファレンス゛ ８８予稿集、
Ｐ２２０〜Ｐ２２５記載のオーディオからみたハイビジ
ョン」によると３−１方式のプログラムを、第（１）式 Ｌ＝ＬＦ＋０．７Ｃ＋０，７Ｓ ・・・ （１）
Ｒ＝ＲＦ＋０．７Ｃ＋０．７Ｓ ここで ＬＦは前方左チャンネル Ｃは前方センターチャンネル ＲＦは前方右チャンネル Ｓは後方チャンネル である。
に従って２チャンネルに合成すると、あまり音質の劣化
はなく許容できることが記されている。
はなく許容できることが記されている。
第３図は第（１）式を簡単な方法で実現した場合の２チ
ャンネル音響再生専用ノ１イビジヨン゛ｒ■の構成を示
すブロック図であり、図において、５０は衛星から送ら
れた電波（１２ＧＨ２）を受信し、ＩＧＨｚの信号に変
換するパラボラアンテナ、５１はパラボラアンテナ５０
から送られた信号から必要なチャンネルを選択して、Ｍ
ＵＳＥベースバンド信号を出力するＭＵＳＥチューナで
ある。ここでＭＵＳＥとは（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ５ｕｂ
−Ｎｙｑｕｉｓｔ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｅｎｃｏｄｉｎ
ｇ）の略で、ＮＴＳＣ方送の５倍以上あるハイビジョン
の情報を衛星方送の１チャンネルで遅れるようにした帯
域圧縮技術のことを言う。
ャンネル音響再生専用ノ１イビジヨン゛ｒ■の構成を示
すブロック図であり、図において、５０は衛星から送ら
れた電波（１２ＧＨ２）を受信し、ＩＧＨｚの信号に変
換するパラボラアンテナ、５１はパラボラアンテナ５０
から送られた信号から必要なチャンネルを選択して、Ｍ
ＵＳＥベースバンド信号を出力するＭＵＳＥチューナで
ある。ここでＭＵＳＥとは（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ５ｕｂ
−Ｎｙｑｕｉｓｔ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｅｎｃｏｄｉｎ
ｇ）の略で、ＮＴＳＣ方送の５倍以上あるハイビジョン
の情報を衛星方送の１チャンネルで遅れるようにした帯
域圧縮技術のことを言う。
音声４チャンネルも圧縮されて、映像信号の垂直帰線区
間の間に時間軸多重されている。５２は帯域外の信号を
除するローパスフィルタ（以下ＬＰＦと記す）、５３は
Ａ／Ｄ変換器、５４は音声信号を映像信号と分離し音声
レートにする時間軸伸張、誤り訂正、ディンターリーブ
、重縮時圧伸差分ＰＣＭのデコード等を行い４チャンネ
ルデイジモ 信号処理部、７１〜７４は音声ディジタル信号をアナロ
グ信号に変換するＤ／Ａ変換器、７５〜７８はＬＰＦ、
７９．８０はＣチャンネル、Ｒチャンネルのオーディオ
信号を０．７倍する減衰器、８１．８２はアナログ加算
器、８３はＬチャンネルの音声出力端子、８４はＲチャ
ンネルの音声出力端子である。減衰器７９．８０および
アナログ加算器８１．８２より上記第（１）式を実現す
る回路８５が構成される。
間の間に時間軸多重されている。５２は帯域外の信号を
除するローパスフィルタ（以下ＬＰＦと記す）、５３は
Ａ／Ｄ変換器、５４は音声信号を映像信号と分離し音声
レートにする時間軸伸張、誤り訂正、ディンターリーブ
、重縮時圧伸差分ＰＣＭのデコード等を行い４チャンネ
ルデイジモ 信号処理部、７１〜７４は音声ディジタル信号をアナロ
グ信号に変換するＤ／Ａ変換器、７５〜７８はＬＰＦ、
７９．８０はＣチャンネル、Ｒチャンネルのオーディオ
信号を０．７倍する減衰器、８１．８２はアナログ加算
器、８３はＬチャンネルの音声出力端子、８４はＲチャ
ンネルの音声出力端子である。減衰器７９．８０および
アナログ加算器８１．８２より上記第（１）式を実現す
る回路８５が構成される。
次に動作について説明する。パラボラアンテナ５０で受
信された衛星からの電波は、ＭＵＳＥチューナ５１でＭ
ＵＳＥベースバンド信号に変換され、ＬＰＦ５２、Ａ／
Ｄ変換器５３によりディジタル信号に変換される。映像
信号の帰線区間に時間軸多重されている音声信号を選択
し、ＭＵＳＥ音声ディジタル信号処理部５４で誤り訂正
、重縮時圧伸差分ＰＣＭ等のデコードを行い４チャンネ
ルデイジモ 〜７４、Ｄ／Ａ変換器７５〜７４、ＬＰＦＴ５〜７８で
アナログ音声信号となり、０．７倍の減衰器７９，８０
、加算器８１．８２で第（１）式を実現し、音声出力端
子８３．８４より２チャンネル音声出力を得る。
信された衛星からの電波は、ＭＵＳＥチューナ５１でＭ
ＵＳＥベースバンド信号に変換され、ＬＰＦ５２、Ａ／
Ｄ変換器５３によりディジタル信号に変換される。映像
信号の帰線区間に時間軸多重されている音声信号を選択
し、ＭＵＳＥ音声ディジタル信号処理部５４で誤り訂正
、重縮時圧伸差分ＰＣＭ等のデコードを行い４チャンネ
ルデイジモ 〜７４、Ｄ／Ａ変換器７５〜７４、ＬＰＦＴ５〜７８で
アナログ音声信号となり、０．７倍の減衰器７９，８０
、加算器８１．８２で第（１）式を実現し、音声出力端
子８３．８４より２チャンネル音声出力を得る。
第４図の従来例装置では、上述のようにして、３−１方
式４チャンネルプログラム放送された場合、第（１）式
に従って２チャンネルに合成して再生することが可能で
ある。
式４チャンネルプログラム放送された場合、第（１）式
に従って２チャンネルに合成して再生することが可能で
ある。
従来のハイテレビジョン受信装置は以上のように構成さ
れ、３−１方式４チャンネルプログラム放送された信号
を第（１）式に従って２チャンネルに合成して再生する
ことができるが、これをコスト面から検討した場合以下
に示す問題点がある。
れ、３−１方式４チャンネルプログラム放送された信号
を第（１）式に従って２チャンネルに合成して再生する
ことができるが、これをコスト面から検討した場合以下
に示す問題点がある。
第４図に示す方式では２チャンネルの音声受信装置を作
るにもかかわらず、ディジタルオーディオのキーパーツ
であるＤ／Ａ変換器７１〜７４とＬＰＦ７５〜７８がそ
れぞれ４コ必要となり、またアナログで第（１）式を実
現するためにアナログ部品点数が多く必要となり、音声
出力部のコストが高くなると共に、小型化しにくいとい
う問題点があった。
るにもかかわらず、ディジタルオーディオのキーパーツ
であるＤ／Ａ変換器７１〜７４とＬＰＦ７５〜７８がそ
れぞれ４コ必要となり、またアナログで第（１）式を実
現するためにアナログ部品点数が多く必要となり、音声
出力部のコストが高くなると共に、小型化しにくいとい
う問題点があった。
この発明は上記の様な問題点を解消するためになされた
もので、小型で性能の高い、３−１方式チャンネルプロ
グラムを２チャンネルに合成して再生できるハイビジョ
ン音声受信装置を低コストで得ることを目的とする。
もので、小型で性能の高い、３−１方式チャンネルプロ
グラムを２チャンネルに合成して再生できるハイビジョ
ン音声受信装置を低コストで得ることを目的とする。
この発明に係るハイビジョン受信装置は、第（１）弐の
演算をディジタル信号のままで行う係数０゜７のディジ
タル乗算器及びディジタル加算器と、演算により増加し
たビット長をレベルシフトさせるビットシフタと、該シ
フトされた信号をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器と、該Ｄ
／Ａ変換された信号のレベル調整を行うレベル調整器を
備えたものである。
演算をディジタル信号のままで行う係数０゜７のディジ
タル乗算器及びディジタル加算器と、演算により増加し
たビット長をレベルシフトさせるビットシフタと、該シ
フトされた信号をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器と、該Ｄ
／Ａ変換された信号のレベル調整を行うレベル調整器を
備えたものである。
この発明においては、ディジタルの乗算器とディジタル
の加算器により第（１）式の演算をディジタル信号のま
まで行うようにするとともに、係数０゜７のディジタル
の乗算及びディジタル加算により増加したビット長をビ
ットシフタによりレベルシフトさせ、Ｄ／Ａ変換後にア
ナログ信号のレベル調整器によりレベルを増加させるよ
うにしたから、第（１）式を単純にディジタル信号のま
まで演算を行った場合発生するビット長の増加によるオ
ーバーフローは生じず、全体としてレベル変動のない再
生が可能なハイビジョン受信装置を極めて簡単な構成で
実現できる。
の加算器により第（１）式の演算をディジタル信号のま
まで行うようにするとともに、係数０゜７のディジタル
の乗算及びディジタル加算により増加したビット長をビ
ットシフタによりレベルシフトさせ、Ｄ／Ａ変換後にア
ナログ信号のレベル調整器によりレベルを増加させるよ
うにしたから、第（１）式を単純にディジタル信号のま
まで演算を行った場合発生するビット長の増加によるオ
ーバーフローは生じず、全体としてレベル変動のない再
生が可能なハイビジョン受信装置を極めて簡単な構成で
実現できる。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第２図はディジタル信号のままで第（１）式の演算を行
う本発明の一実施例によるハイビジョン受信装置の基本
構成図で、第３図の従来例に対応するものである。第２
図において、５５．５６は係数０．７のディジタル乗算
器、５７．５８はディジタル加算器、５９は第（１）式
をディジタル信号のままで実現したチャンネルミックス
部、６０．６１はＤ／Ａ変換器、６２．６３はＬＰＦ、
６４はＬチャンネル、６５はＲチャンネルの音声出力端
子である。
う本発明の一実施例によるハイビジョン受信装置の基本
構成図で、第３図の従来例に対応するものである。第２
図において、５５．５６は係数０．７のディジタル乗算
器、５７．５８はディジタル加算器、５９は第（１）式
をディジタル信号のままで実現したチャンネルミックス
部、６０．６１はＤ／Ａ変換器、６２．６３はＬＰＦ、
６４はＬチャンネル、６５はＲチャンネルの音声出力端
子である。
次に動作について説明する。パラボラアンテナ５０、Ｍ
ＵＳＥチューナ５１、ＬＰＦ５２、Ａ／Ｄ変換器５３、
ＭＵＳＥ音声ディジタル信号処理部５４を経て得られた
４チャンネルデイジタル音声信号は、チャンネルミック
ス部５１に入力され、第（１）式の演算を行う、Ｃチャ
ンネル信号とＳチャンネル信号をディジタル乗算器５５
．５６で０゜７倍し、ディジタル加算器５７．５８にて
ＬＦチャンネル信号、ＲＦチャンネル信号の各々に加算
される０合成された２チャンネルディジタル信号は２コ
のＤ／Ａ変換器６０．６１．ＬＰＦ６２゜６３でアナロ
グ信号に変換され、音声信号出力端子６４．６５より出
力される。
ＵＳＥチューナ５１、ＬＰＦ５２、Ａ／Ｄ変換器５３、
ＭＵＳＥ音声ディジタル信号処理部５４を経て得られた
４チャンネルデイジタル音声信号は、チャンネルミック
ス部５１に入力され、第（１）式の演算を行う、Ｃチャ
ンネル信号とＳチャンネル信号をディジタル乗算器５５
．５６で０゜７倍し、ディジタル加算器５７．５８にて
ＬＦチャンネル信号、ＲＦチャンネル信号の各々に加算
される０合成された２チャンネルディジタル信号は２コ
のＤ／Ａ変換器６０．６１．ＬＰＦ６２゜６３でアナロ
グ信号に変換され、音声信号出力端子６４．６５より出
力される。
次に第１図にチャンネルミックス部及びＤ／Ａ変換部の
詳細図を示す、第１図において、１はＬｒチャンネル信
号、２はＲ，チャンネル信号、３はＣチャンネル信号、
４はＳチャンネル信号の各入力端子であり、信号語長は
各１６ビツトとする。
詳細図を示す、第１図において、１はＬｒチャンネル信
号、２はＲ，チャンネル信号、３はＣチャンネル信号、
４はＳチャンネル信号の各入力端子であり、信号語長は
各１６ビツトとする。
５．６は乗算係数０．７のディジタル乗算器であり、出
力語長は１６ビツトである。７．８は１６ビツトデイジ
タル信号３人力のディジタル加算器で、第（１）式の演
算で、ＬＦ、ＲＦ、Ｃ，Ｓ各信号全てが同時にピーク信
号が出力された場合を考え葛と、１＋０．７＋０．７＝
２． ４ （倍）のレベルに達することになり、加算出
力は２ビツト増の１８ビツトとなる。９，１０は２ビツ
トシフトダウンのビットシフタ、１１．１２はコントロ
ール信号２３により制御される１６ビツトデイジタル信
号の２人力セレクタ、１７．１８はゲイン４倍のアナロ
グアンプ、１９．２０は１１．１２と同じくコントロー
ル信号２３により制御されるアナログ信号のセレクタ、
２３はチャンネルミックスを行う場合と行わない場合を
切り換えるコントロール信号入力端子である。
力語長は１６ビツトである。７．８は１６ビツトデイジ
タル信号３人力のディジタル加算器で、第（１）式の演
算で、ＬＦ、ＲＦ、Ｃ，Ｓ各信号全てが同時にピーク信
号が出力された場合を考え葛と、１＋０．７＋０．７＝
２． ４ （倍）のレベルに達することになり、加算出
力は２ビツト増の１８ビツトとなる。９，１０は２ビツ
トシフトダウンのビットシフタ、１１．１２はコントロ
ール信号２３により制御される１６ビツトデイジタル信
号の２人力セレクタ、１７．１８はゲイン４倍のアナロ
グアンプ、１９．２０は１１．１２と同じくコントロー
ル信号２３により制御されるアナログ信号のセレクタ、
２３はチャンネルミックスを行う場合と行わない場合を
切り換えるコントロール信号入力端子である。
次に動作について説明する。チャンネルミックスを行う
場合であるので、コントロール信号入力端子２３より制
御信号を送り、セレクタ１１，１２及び１９．２０をＡ
側に接続する。入力端子１゜２．３．４に入力されたＬ
ＦＩ Ｒ，、Ｃ，Ｓの各１６ビツトの入力信号は、ま
ずディジタル乗算器５．６にて０．７倍され、ＣＸ０．
７、ＳＸＯ。
場合であるので、コントロール信号入力端子２３より制
御信号を送り、セレクタ１１，１２及び１９．２０をＡ
側に接続する。入力端子１゜２．３．４に入力されたＬ
ＦＩ Ｒ，、Ｃ，Ｓの各１６ビツトの入力信号は、ま
ずディジタル乗算器５．６にて０．７倍され、ＣＸ０．
７、ＳＸＯ。
７が得られ、その後ディジタル加算器７．８にて第（１
）式の演算が行われる。この際既に説明したように語長
は２ビツト増の１８ビツト出力となる。
）式の演算が行われる。この際既に説明したように語長
は２ビツト増の１８ビツト出力となる。
１８ビツトの加算器７．８の出力信号は２ビツトシフト
ダウンのビットシフタ９，１０を経て１６ビツトとなり
（レベルは１／４となる）、セレクタ１１，１２、Ｄ／
Ａ変換器６０．６１を通りアナログ信号に変換される。
ダウンのビットシフタ９，１０を経て１６ビツトとなり
（レベルは１／４となる）、セレクタ１１，１２、Ｄ／
Ａ変換器６０．６１を通りアナログ信号に変換される。
ここで、Ｄ／Ａ変換器は１６ビツト入力であるので、２
ビツトのシフトダウンなしに接続すると上位２ビツトに
信号が発生するような大レベルの入力信号の場合にはオ
ーバーフローになってしまい、聴感上に歪もしくは異音
を発生させてしまうものである。Ｄ／Ａ変換器６０．６
１のアナログ出力は、ＬＰＦ６２，６３を経た後、アナ
ログアンプ１７．１８に入り、レベルを×４倍し、レベ
ルシフタ９．１０で２ビツトダウンした分をここで補償
する。セレクタ１９．２０−を通ってり、Ｈの音声出力
端子６４．６５より出力される。
ビツトのシフトダウンなしに接続すると上位２ビツトに
信号が発生するような大レベルの入力信号の場合にはオ
ーバーフローになってしまい、聴感上に歪もしくは異音
を発生させてしまうものである。Ｄ／Ａ変換器６０．６
１のアナログ出力は、ＬＰＦ６２，６３を経た後、アナ
ログアンプ１７．１８に入り、レベルを×４倍し、レベ
ルシフタ９．１０で２ビツトダウンした分をここで補償
する。セレクタ１９．２０−を通ってり、Ｈの音声出力
端子６４．６５より出力される。
一方、コントロール信号入力端子２３の信号を切り換え
てセレクタ１１，１２．１９．２０をＢ側に接続すると
、１６ビツトの入力信号ＬＦ １、Ｒｒ２はセレクタ
ー１１．１２を通りそのままＤ／Ａ変換器６０，６１、
ＬＰＦ６２，６３を経てアナログ信号となり、セレクタ
１９．２０を通って、音声出力端子６４．６５より出力
される。いずれの場合もＤ／Ａ変換器６０．６１への入
力信号は最大レベルで１６ビツトでありオーバーフロー
することなく、また出力端子６４．６５の出力信号レベ
ルは第（１）式の演算式通りとなる。
てセレクタ１１，１２．１９．２０をＢ側に接続すると
、１６ビツトの入力信号ＬＦ １、Ｒｒ２はセレクタ
ー１１．１２を通りそのままＤ／Ａ変換器６０，６１、
ＬＰＦ６２，６３を経てアナログ信号となり、セレクタ
１９．２０を通って、音声出力端子６４．６５より出力
される。いずれの場合もＤ／Ａ変換器６０．６１への入
力信号は最大レベルで１６ビツトでありオーバーフロー
することなく、また出力端子６４．６５の出力信号レベ
ルは第（１）式の演算式通りとなる。
なお、上記実施例では、入力信号語長を１６ビツトとし
たが、他のビット長（Ｌビットとする；Ｌは整数）であ
ってもよく、第（１１式の演算で２ビツト増となった信
号をＤ／Ａ変換器（入力語長はＭビット二Ｍは整数）で
オーバーフローしないようにＤ／Ａ変換前にビットシフ
ト（２（Ｌ＊り−Ｍ倍）を行い、Ｄ／Ａ変換後にビット
シフト分だけアナログアンプでレベル調整（２（Ｌ″！
）−４倍）する構成であれは、上記実施例と同様の効果
を奏する。
たが、他のビット長（Ｌビットとする；Ｌは整数）であ
ってもよく、第（１１式の演算で２ビツト増となった信
号をＤ／Ａ変換器（入力語長はＭビット二Ｍは整数）で
オーバーフローしないようにＤ／Ａ変換前にビットシフ
ト（２（Ｌ＊り−Ｍ倍）を行い、Ｄ／Ａ変換後にビット
シフト分だけアナログアンプでレベル調整（２（Ｌ″！
）−４倍）する構成であれは、上記実施例と同様の効果
を奏する。
上記実施例はＬ−Ｍ＝１６（ビット）の場合である。
以上の様に、この発明によれば、音声２チャンネルのハ
イビジョン音声受信装置において、３−１方式チャンネ
ルプログラムをディジタル信号のまま２チャンネルに合
成するようにしたので、Ｄ／Ａ変換器、ＬＰＦはそれぞ
れ２チャンネル分でよく、アナログ部品も少なくするこ
とができ、またディジタル回路で合成するので、信鯨性
、精度が良く、さらにＬＳＩ化に適しており、トータル
コストを下げられるものが得られる効果がある。
イビジョン音声受信装置において、３−１方式チャンネ
ルプログラムをディジタル信号のまま２チャンネルに合
成するようにしたので、Ｄ／Ａ変換器、ＬＰＦはそれぞ
れ２チャンネル分でよく、アナログ部品も少なくするこ
とができ、またディジタル回路で合成するので、信鯨性
、精度が良く、さらにＬＳＩ化に適しており、トータル
コストを下げられるものが得られる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例によるチャンネルミックス
部及びＤ／Ａ変換部の詳細図、第２図はディジタルチャ
ンネルミックス回路を用いた２チャンネル音声のハイビ
ジジンテレビジョン受信機の音声部の構成図、第３図は
アナログによるチャンネル回路を用いた２チャンネル音
声のハイビジョンテレビジョン受信機の音声図の構成図
である。 ５．６は係数０．７倍のディジタル乗算器、７゜８は３
人力ディジタル加算器、９．ｌＯはビットシフター、６
０．６１はＤ／Ａ変換器、１７，１８はアナログレベル
調整器である。 なお、図中同一符号は同一、又は相当部分を示す。
部及びＤ／Ａ変換部の詳細図、第２図はディジタルチャ
ンネルミックス回路を用いた２チャンネル音声のハイビ
ジジンテレビジョン受信機の音声部の構成図、第３図は
アナログによるチャンネル回路を用いた２チャンネル音
声のハイビジョンテレビジョン受信機の音声図の構成図
である。 ５．６は係数０．７倍のディジタル乗算器、７゜８は３
人力ディジタル加算器、９．ｌＯはビットシフター、６
０．６１はＤ／Ａ変換器、１７，１８はアナログレベル
調整器である。 なお、図中同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- （１）３−１方式（前方３チャンネル、後方１チャンネ
ル）４チャンネルＰＣＭ音声プログラム（量子化語長Ｌ
ビット：Ｌは整数）を第（１）式Ｌ＝ＬＦ＋０．７Ｃ＋
０．７Ｓ Ｒ＝ＲＦ＋０．７Ｃ＋０．７Ｓ・・・（１）ＬＦ：前方
左チャンネル、 ＲＦ：前方右チャンネル Ｃ：センターチャンネル、 Ｓ：サラウンドチャンネル に従って２チャンネル音声プログラムに合成し、２チャ
ンネル音声再生を行うハイビジョン受信装置において、 入出力語長Ｌ、係数０．７倍のディジタル乗算器と、入
力語長Ｌ、出力語長（Ｌ＋２）の３入力ディジタル加算
器と、入力語長Ｍビット（Ｍは整数）のＤ／Ａ変換器と
、２＾−＾（＾Ｌ＾＋＾２＾）＾−＾Ｍ倍（｛（Ｌ＋２
）−Ｍ｝＞０）のビットシフタと、２＾（＾Ｌ＾＋＾２
＾）＾−＾Ｍ倍のアナログレベル調整器とを備え、 前記ディジタル乗算器と前記ディジタル加算器で第（１
）式の演算を実行し、 その後合成された２チャンネルディジタル信号をＤ／Ａ
変換し、アナログ信号に変換する場合において、 前記Ｄ／Ａ変換器の入力に前記２＾−＾（＾Ｌ＾＋＾２
＾）＾−＾Ｍ倍のビットシフタを、前記Ｄ／Ａ変換器の
出力に前記２＾（＾Ｌ＾＋＾２＾）＾−＾Ｍ倍のアナロ
グレベル調整器を設けたことを特徴とするハイビジョン
受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1119167A JPH02299399A (ja) | 1989-05-12 | 1989-05-12 | ハイビジョン受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1119167A JPH02299399A (ja) | 1989-05-12 | 1989-05-12 | ハイビジョン受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02299399A true JPH02299399A (ja) | 1990-12-11 |
Family
ID=14754570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1119167A Pending JPH02299399A (ja) | 1989-05-12 | 1989-05-12 | ハイビジョン受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02299399A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006319802A (ja) * | 2005-05-13 | 2006-11-24 | Pioneer Electronic Corp | バーチャルサラウンドデコーダ装置 |
| JP2006319801A (ja) * | 2005-05-13 | 2006-11-24 | Pioneer Electronic Corp | バーチャルサラウンドデコーダ装置 |
-
1989
- 1989-05-12 JP JP1119167A patent/JPH02299399A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006319802A (ja) * | 2005-05-13 | 2006-11-24 | Pioneer Electronic Corp | バーチャルサラウンドデコーダ装置 |
| JP2006319801A (ja) * | 2005-05-13 | 2006-11-24 | Pioneer Electronic Corp | バーチャルサラウンドデコーダ装置 |
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