JPH02299398A - ハイビジョン音声受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はハイビジョン音声受信装置に関し、特に３−
１方式（前方３チャンネル、後方１チャンネル）４チャ
ンネルステレオのプログラムを２チャンネルに合成する
チャンネルミックス回路に関するものである。

〔従来の、技術〕

ハイビジョン受信装置では、ＮＴＳＣ方式のテレビジョ
ン受信装置に比べ、走査数を２倍、画面をワイド化し、
画素数を５倍にすることにより、高精細度、大画面ディ
スプレイからなる視覚上の高臨場感を得ることができる
。一方音声も高臨場感を得るために３−１方式（前方３
チャンネル、後方１チャンネル）４チャンネルが考えら
れている。また複数人で視聴する場合を考慮して、広範
囲で映像と音像のずれが少なく良好な視聴ができるよう
に前方に３チャンネルを、広がり感を高めるために後方
に独立１チャンネルを設けている。

ここで３−１方式４チャンネルのプログラムを従来の２
チャンネルの音声受信装置で再生する場合の方式につい
て考えてみる。ｒＪＡＳコンファレンス′　８８予稿集
、Ｐ２２０−Ｐ２２５記載のオーディオからみたハイビ
ジョン」によると、３−１方式のプログラムを第（１）
式 Ｌｎ　＝Ｌｙａ＋０．７Ｃ，＋０．７３゜Ｒ，、＝ＲＦ
、＋０．７Ｃ，＋０．７３．　　・・・（１）ここで　
しいは前方左チャンネル Ｃ１は前方センターチャンネル Ｒｏは前方右チャンネル Ｓａｌは後方チャンネル　　である。

に従って、２チャンネルに合成すると、あまり音質の劣
化なく許容できることが記されている。

第４図に（１）式を簡単な方法で実現した場合の２チャ
ンネル音響再生専用ハイビジヨンＴＶのブロック図を示
す。図において、５０は衛星から送られた電波（１２Ｇ
Ｈｚ）を受信し、ＩＧＨｚの信号に変換するパラボラア
ンテナ、５１はパラボラアンテナ５０から送られた信号
から必要なチャンネルを選択し、ＭＵＳＥベースバンド
信号を出力するＭＵＳＥチューナである。ここで、ＭＵ
ＳＥとは（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　５ｕｂ−Ｎｙｑｕｉｓｔ
　Ｓａｍｐｌｉｎｇ　Ｅｎｃｏｄｉｎｇ）の略で、ＮＴ
ＳＣ方式の５倍以上あるハイビジョンの情報を衛星放送
の１チャンネルで送れるようにした帯域圧縮技術のこと
を言う。音声４チャンネルも圧縮されて、映像信号の垂
直帰線区間の間に時間軸多重されている。５２は帯域外
の信号を除去するローパスフィルタ（以下ＬＰＦと記す
）、５３はＡ／Ｄ変換器、５４は音声信号を映像信号と
分離し音声レートにする時間軸伸張、誤り訂正ディンタ
ーリーブ、準瞬時圧伸差分ＰＣＭのデ。

コード等を行い、４チャンネルデイジタル音声信号を出
力するＭＵＳＥ音声ディジタル信号処理部、７１〜７４
は音声ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ
変換器、７５〜７８はＬＰＦ、７９．８０はＣチャンネ
ル、Ｒチャンネルのオーディオ信号を０．７倍する減衰
器、８１．８２はアナログ加算器、８３はＬチャンネル
の音声出力端子、８４はＲチャンネルの音声出力端子で
ある。

減衰器？９，８０、およびアナログ加算器８１゜８２に
より第（１）式を実現する回路８５が構成される。

次に動作について説明する。パラボラアンテナ５０で受
信された衛星からの電波は、ＭＵＳＥチューナ５工でＭ
ＵＳＥベースバンド信号に変換され、ＬＰＦ５２、Ａ／
Ｄ変換器５３によりディジタル信号に変換される。映像
信号の帰線区間に時間軸多重されている音声信号を選択
し、ＭＵＳＥ音声ディジタル信号処理部５４で誤り訂正
、準瞬時圧伸差分ＰＣＭ等のデコードを行い、４チャン
ネルデイジタル音声信号を得る。Ｄ／Ａ変換器７１〜７
４、ＬＰＦ７５〜７８でアナログ音声信号となり、０．
７倍の減衰器７９，８０、加算器８１．８２で、第（１
）式を実現し、音声出力端子８３゜８４より２チャンネ
ル音声出力を得る。

第４図に示す従来例装置では、上述のように、３−１方
式４チャンネルプログラムが放送された場合、第（１）
式に従って２チャンネルに合成して再生することが可能
である。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来のハイビジョン音声受信装置は以上のように構成さ
れ、３−１方式４チャンネルプログラム放送された信号
を第（１）式に従って２チャンネルに合成して再生する
ことができるが、これをコスト面から検討した場合以下
に示す問題点がある。

第４図に示す方式では２チャンネルの音声受信装置を作
るにもかかわらず、ディジタルオーディオのキーパーツ
であるＤ／Ａ変換器７１〜７４とＬＰＦ７５〜７８がそ
れぞれ４コ必要となり、またアナログで第（１）式を実
現するためにアナログ部品点数が多く必要となり、音声
出力部のコストが高くなると共に、小型化しにくいとい
う問題点があった・ この発明は上記の様な問題点を解消するためになされた
もので、小型で性能の高い、３−１方式チャンネルプロ
グラムを２チャンネルに合成して再生でき名ハイビジョ
ン音声受信装置を低コストで得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係るハイビジョン音声受信装置は、１）と２
のべき乗で表現される係数０．７を持つディジタルの乗
算器と、ディジタルの加算器とを備え、第（１）式の演
算を のように表現して、ディジタル信号のままで行うように
するとともに、Ｄ／Ａ変換器、ＬＰＦを２チャンネル分
で構成したものである。

〔作用〕

この発明においては、係数０．７のディジタル数、ｂ、
４はＯもしくは１）と２のべき乗で表現し、第（１）式
を第（２）式の樺に表現し、Ｌ、１＝ＬＦ、Ｉ＋Σｂ、
・　２・Ｃ１＋Σｂ、　　・２・ＳＰ。

ディジタル信号のまま第（１）式の演算を行うようにし
たから、合成演算を全て加算とビットシフトに分解し、
パラレル乗算器を用いることなく、ビットシフタ、ディ
ジタル加算器、レジスタ（又はＲＡＭ）と小規模なディ
ジタル回路で実現でき、さらに前記回路を、ＭＵＳＥ音
声ディジタル信号処理部内の準瞬時圧伸差分ＰＣＭのデ
コードを行う信号処理部のビットシフタ、ディジタル加
算器、レジスタ（又はＲＡＭ）と共用化させることがで
きる。

（実施例） 本発明の一実施例を説明する前にＭＵＳＥ音声ディジタ
ル信号処理部５４内の準瞬時圧伸差分ＰＣＭデコーダの
構成について説明する。

ＭＵＳＥ音声の伝送フォーマットの詳細については専門
書（例えば「ハイビジ目ン」二日本放送出版協会）によ
り周知であるためここでは説明を省略する。

第２図は準瞬時圧伸差分ＰＣＭデコーダの構成を示すブ
ロック図であり、図において、３０は１ｍｓごとの圧縮
情報を示すレンジデータ入力端子、３１は圧縮された差
分ＰＣＭデータ入力端子、３２は準瞬時圧伸デコードを
行う伸長器、３３は加算器、３４は１−２−’倍の乗算
器、３５はｌサンプルディレィで、以上の３３．３４．
３５で差分ＰＣＭデコーダを構成する。３６はＤ／Ａ変
換器、３７は帯域外の信号を除去するＬＰＦ、３８は音
声出力端子である。

差分データ入力端子３１、レンジデータ入力端子３０か
ら入力された準瞬時圧伸差分ＰＣＭデータは伸長器３２
でデータ伸長され、加算器３３．１−２−’倍乗算器３
４．１サンプルデイレイ３５でリークを持った不完全積
分を行い、差分ＰＣＭ信号のデコードを行う、最後に、
Ｄ／Ａ変換器３６、ＬＰＦ３７を経て音声出力端子３日
より音声信号が出力される。

準瞬時圧伸差分ＰＣＭデコーダ４チャンネル分をプロセ
ッサタイプで構成した場合については以下に述べる本発
明の一実施例とともに説明する。

第３図に本発明の一実施例を示す、第３図において、５
５．５６は係数０．７のディジタル乗算器、５７．５８
はディジタル加算器、５９は第（１）式をディジタル信
号のままで実現するチャンネルミックス部、６０．６１
はＤ／Ａ変換器、６２゜６３はＬＰＦ、６４はＬチャン
ネル、６５はＲチャンネルの音声出力端子である。

次に動作について説明する。パラボラアンテナ５０、Ｍ
ＵＳＥチューナ５１、ＬＰＦ５２、Ａ／Ｄ変換器５３、
ＭＵＳＥ音声ディジタル信号処理部５４を経て得られた
４チャンネルデイジタル音声信号はチャンネルミックス
部５９に入力され、第（１）式の演算を行う０合成され
た２チャンネルディジタル信号はＤ／Ａ変換器６０，６
１、ＬＰＦ６２．６３でアナログ信号に変換され、音声
信号出力端子６４．６５より出力される。

次に第１図に従って、準瞬時圧伸差分ＰＣＭデコーダと
チャンネルミックス部５９の両方を実行する実際のハー
ドウェア構成を示す。

■は圧縮された差分ＰＣＭ信号入力端子、２は１ｍｓご
との圧縮情報を示すレンジ信号入力端子、３はアドレス
（ア）、データ入力（イ）、データ出力（つ）の２４ワ
ード記憶可能なＲＡＭ　（１ワードはディジタルオーデ
ィオ信号の量子化ビット数）、４はセレクタ、５は２の
べき乗分の１に信号をビットシフトするビットシフタ、
６はビットシフタ５への制御信号を選択するセレクタ、
７は１の補数をとるためのＥＸ−ＯＲ，８はセレクタ、
９．１０．２１はＲＡＭ３のデータをラッチするＤフリ
ップフロップ、１１はキャリー人力付２人カディジタル
加算器、１２はオーバーフローリミッタ、１３．１４は
ＲＡＭの出力をラッチして、Ｌ、Ｒ出力信号を保持する
Ｄフリップフロップ、１５．１６はＬチャンネル、Ｒチ
ャンネルの出力端子、１７はサイクルクロックに従って
ＰＲＯＭ１日内のシーケンスプログラムを順番に読み出
し全体を制御するシーケンサ、１８は準瞬時圧伸差分Ｐ
ＣＭデコード、チャンネルミックス等のシーケンスプロ
グラムを格納したＦＲＯＭ、１９はシーケンスクロック
の入力端子、２０はシーケンサのスタートクロックに相
当するサンプリングクロックの入力端子である。

次に準瞬時圧伸差分ＰＣＭデコーダとしての動作を、１
サイクルごとに説明する。

（１）　　シーケンサ１７の制御信号により、ＲＡＭア
ドレス（ア）はＡ１”、セレクタ８は制御信号（１）よ
り“Ａ側゛°、セレクタ４は制御信号（オ）より“Ａ側
°′、セレクタ６は制御信号（力）より“Ａ側°”、Ｅ
Ｘ−ＯＲ７には制御信号（キ）に′０°°をセットする
。

信号入力端子１より入力されたし、チャンネル準瞬時圧
伸差分ＰＣＭ信号はセレクタ４を通りビットシフタ５に
入る。一方レンジ入力端子２より入力されたレンジ信号
はセレクタ６を経てビットシフタ６に入りここでデータ
伸長を行い、ＥＸ−ＯＲ７、セレクタ８を通りＲＡＭ３
の゛Ａ１パ番地にＤＬいとして格納される。

（２）　　シーケンサ１７の制御信号により、セレクタ
４はＢ”、セレクタ６は“Ｂ　１１でビットシフタ５の
シフト量を１／１６、ＥＸ−ＯＲ７の制御信号（キ）を
“Ｉ　１１として１の補数をとるように、セレクタ８は
“Ａ　”に、またＲＡＭ３の絖み出しアドレスは８１″
、書き込みアドレスは“Ｃ１゛。

にセットする。ＲＡＭ３の°’Ｂｌ”番地から読み出さ
れた１サンプル前の差分ＰＣＭデコードされた信号ＬＦ
ＦＩ−１はＤフリップフロップ２１に一度うツチされ、
その後セレクタ４を経て、ビットシフタ５で１／１６Ｌ
Ｆ、−値に変換され、さらにＥＸ−ＯＲ７で−１／　１
６　ＬＦ−１（１の補数）となり、セレクタ８を経てＲ
ＯＭ３の“Ｃ１”番地に書き込まれる。

（３）　　シーケンサの制御信号により、ＲＡＭ３のア
ドレスをＢｌ’とし、読み出し信号ＬＦＲ−１をＤフリ
ップフロップ９にラッチする。

（４）　　シーケンサの制御信号によりＲＡＭ３の読み
出しアドレスは“Ｃ１”、書き込みアドレスは“Ｄ　ｌ
　”とし、セレクタ８は“ＢｇＡ″とし、ディジタル加
算器１１のキャリー人力（コ）は°°１″とセットする
。

ＲＡＭ３の読み出し信号−１／　１６　Ｌｙ−＋　（１
の補数）をＤフリップフロップ１０にラッチし、そ°の
後ディジタル加算器１１で加算し、演算結果１５　／　
１６　Ｌｙ−−＋をオーバーフローリミッタ１２、セレ
クタ８を経て、ＲＡＭ３のアドレス“Ｄｌ”に書き込む
。

（５）　　シーケンサの制御信号によりＲＡＭ３のアド
レスを“Ｄｌ”とし、読み出し信号１５／１６Ｌ１−１
をＤフリップフロップ９にラッチする。

（６）　　シーケンサの制御信号により、ＲＡＭ３の読
み出しアドレスは“Ａ１”、書き込みアドレスはＥ１”
とし、セレクタ８は“ＢｇＡ”とし、ディジタル加算器
１１のキャリー人力は“０”とセットする。ＲＯＭ３の
読み出し信号ＤＬＦ、１をＤフリップフロップ１６にラ
ッチし、その後ディジタル加算器１１で加算しくＤＬＦ
、＋１５／１６　Ｌｒｎ−１）、演算結果Ｌ２をオーバ
ーフローリミッタ１２、セレクタ８を経て、ＲＡＭ３の
アドレス″Ｅ１”に書き込む。

以上のシーケンスでり、チャンネル信号の準瞬時圧伸差
分ＰＣＭデコードが完了し、その後続けて同様の手順で
Ｒ，チャンネル、Ｃチャンネル、Ｓチャンネルのデコー
ドを行う、結果として第１図の様にＲＡＭ３のアドレス
“Ｅｌ、”Ｅ２”。

“Ｅ３”、”Ｅ４″にＬＦ−、Ｒｒ−、Ｃ，、Ｓ、１が
格納される。

次にチャンネルミックス演算筒（１）式の演算シーケン
スを説明する。まず第１ステツプとして０゜７倍のＣチ
ャンネル信号の演算について説明する。

０．７倍を２のべき乗表現すると、 ０、７　ζ　２−１＋２−３＋２−’＋２−’　　・・
・（２）となる、精度はいくらでも向上できるが、ハー
ドウェアの演算処理時間とも関係があるので、とりあえ
ず（２）の近似チャンネルを用いる。

（７）　　シーケンサの制御信号よりＲＡＭ３のアドレ
スを“Ｅ３”とし、読み出し信号Ｃ９をＤフリップフロ
ップ２１にラッチする。

（８）　　シーケンサの制御信号よりセレクタ４は”Ｂ
側”、セレクタ６は“Ｂ（ＩＪ”でビットシフタ５を２
−１倍とし、ＥＸ−ＯＲ７の制御信号（キ）は“ＯＮ、
セレクタ８は“Ａ側”を、さらにＲＡＭ３の書き込みア
ドレスをＦ３″とする。

Ｄフリップフロップ２１のラッチ信号Ｃ７はセレクタ４
を経てビットシフタで１／２Ｃ，となり、ＥＸ−０Ｒ７
、セレクタ８を通り、ＲＡＭ３の“Ｆ３″３′として書
き込まれる。

（９）　　シーケンサ１７の制御信号よりＲＡＭ３のア
ドレスを“Ｆ３”とし、読み出し信号１／２Ｃ。

をＤフリップフロップ１０にラッチする。

ＯＯシーケンサ１７の制御信号よりＲＡＭ３のアドレス
を“Ｅ３”とし、読み出し信号Ｃ，ｌをＤフリップフロ
ップ２１にラッチする。

００　　シーケンサ１７の制御Ｂ信号よりセレクタ４は
“Ｂ側”、セレクタ６はＢＩｌｌ″でビットシフタ５を
２−を倍トシ、ＥＸ−ＯＲ７（７）制？１ｌ（８号（キ
）は“０”、セレクタ８は“Ａ側”を、さらにＲＡＭ３
の書き込みアドレスを“Ｆ３”とする。

Ｄフリップフロップ２１のラッチ信号Ｃ１はセレクタ４
を経てビットシフタで１／４Ｃ，１となりＥＸ−ＯＲ７
，セレクタ８を通り、ＲＡＭ３の“Ｆ３”番地に書込ま
れる。

０２）　　シーケンサ１７の制御信号よりＲＡＭ３のア
ドレスを“Ｆ３”とし、読み出し信号１／４Ｃ。

をＤフリップフロップ９にラッチする ０つ　シーケンサ１７の制御信号よりディジタル加算器
１１のキャリ入力（コ）は“０′、セレクタ８は“Ｂ（
１１″を、ＲＡＭ３の書き込みアドレスをＦ３”とする
。

Ｄフリップフロップ９と１０にラッチされている１　／
　２　Ｃｎと１　／　４　Ｃｎを加算器１１で加算しオ
ーバーフローリミッタ１２、セレクタ８を経てＲＡＭ３
のアドレス“Ｆ３°“に（１／２＋１／４）Ｃｎを書き
込む。

以上のシーケンスを繰り返し第（３）式０式％ の演算を実行し、最後に０．７ＣｎをＲＡＭ３アドレス
″Ｆ３”に格納する。

次に第２ステツプとして０．７倍のＳチャンネル信号の
演算を実行するが、演算過程は０．７Ｃｎと同様である
ので、説明は省略する。演算結果はＰＡＭ３アドレス“
Ｆ４″に０，７Ｓｎを格納する。

次に第３ステツプとして、ｔ、、、＋ｏ、７Ｃｎ＋０．
７Ｓｎの演算について説明する。

ｑ４　　シーケンサ１７の制御信号によりＲＡＭ３のア
ドレスを”Ｆ３”とし読み出し信号０．７０ｎをＤフリ
ップフロップ９にラッチする。

０つ　シーケンサ１７の制御信号によりＲＡＭ３のアド
レスを“Ｆ４°”とし、読み出し信号０．７３ｎをＤフ
リップフロップ１０にラッチする。

Ｑ６）　　シーケンサ１７の制御信号によりディジタル
加算器１１のキャリー人力は“Ｏ”、セレクタ８は″Ｂ
側°゛、またＲＡＭ３のアドレスをＦｌ”とする。

Ｄフリップフコツブ９．１０に格納されている０、７Ｃ
ｎと０，７Ｓｎを加算器１１で加算し、オーバフローリ
ミッタ１２、セレクタ８を経て、ＲＡＭ３の”Ｆ　１”
番地に０．７Ｃｎ＋０．７Ｓｎを書込む。

面　シーケンサ１７の制御信号により、ＲＡＭ３のアド
レスを“Ｅｌ’とし、読み出し信号Ｌ２をＤフリップフ
ロップ９にラッチする。

０８）　　シーケンサ１７の制御信号によりＲＡＭ３の
アドレスを“Ｆｌ”とし、読み出し信号０．　７Ｃｎ＋
０，７ＳｎをＤフリップフロップ１０にラッチする。

０Ｉ　　シーケンサ１７の制御信号によりディジタル加
算器１１のキャリー人力は“θ′、セレクタ８は“Ｂ側
”、またＲＡＭ３のアドレスを“Ｆｌ”とする。

Ｄフリップフロップ９，１０に格納されているＬＦａと
Ｑ、７Ｃ，＋〇、７Ｓ、を加算器１１で加算し、オーバ
ーリミッタ１２、セレクタ８を経てＲＡＭ３の“Ｆ１″
番地にＬｒ、％＋０，７Ｃｎ＋０゜７Ｓ、（＝Ｌ、）を
書き込む。

以上のシーケンスでチャンネル信号が演算できたが、Ｒ
チャンネル信号も同様のシーケンスで求まるので説明を
省略する； 準瞬時圧伸差分ＰＣＭ信号のデコードと、チャンネルミ
ックス機能の全シーケンスを見積って１５０シーケンス
としても、音声のサンプリングレートは３２ＫＨｚなの
で、１シーケンス当たりｌ／３２ＫＨｚ−１−１５０’
＝２００　（ｎｓ）の演算時間をとることができ、ディ
ジタルデータによるチャンネルミックス回路の実現及び
準瞬時伸差分ＰＣＭ信号のデコード回路との共用も充分
可能である。

なお、上記実施例では、信号の一時記憶のためにＲＡＭ
を用いたが、ＲＡＭを用いず、入力データレジスタ、補
助レジスタ、出力レジスタ等の専用レジスタと信号セレ
クタとで一時記憶を実現させた構成でもよく、上記実施
例と全く同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上の様に、この発明によれば、音声２チャンネルのハ
イビジョン音声受信装置において、３−１方式４チャン
ネルプログラムをディジタル信号のままで２チャンネル
に合成するようにしたので、Ｄ／Ａ変換器、ＬＰＦはそ
れぞれ２チャンネル分でよく、またアナログ部品も少な
く回路構成を簡潔にすることができ、またチャンネル回
路もビットシフトと加算器を組み合わせた乗算器で表現
することにより、準瞬時圧伸差分ＰＣＭデコーダの回路
と共用化することができ、ディジタル回路規模もほとん
ど増加することなく、チャンネル回路を比較的簡単にＬ
ＳＩ化することができ、信鎖性、性能は向上し、さらに
トータルコストも下げられるものが得られる効果がある
。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるハイビジラン音声受
信装置のチャンネルミックス回路及び準瞬時圧伸差分Ｐ
ＣＭデコーダのブロック図、第２図は準瞬時圧伸差分Ｐ
ＣＭデコーダの原理を示すブロック図、第３図はディジ
タルチャンネルミックス回路を用いた２チャンネル音声
のハイビジョンテレビジョン受信機の音声部の構成図、
第４図はアナログによるチャンネルミックス回路を用い
た２チャンネル音声のハイビジョンテレビジョン受信機
の音声部の構成図である。 ３はＲＡＭ、５はビットシフタ、７は補数器、１１はデ
ィジタル加算器、１７はシーケンサ、１８はプログラム
である。 なお、図中同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）準瞬時圧伸差分ＰＣＭ方式で圧縮された３−１方
   式（前方３チャンネル、後方１チャンネル）４チャンネ
   ルＰＣＭ音声プログラム（サンプリング周波数ｆｓ）を
   伸長し、その後第（１）式に従ってリークを持った不完
   全積分を行い、元のＰＣＭ信号にデコードし、 Ｌ＿Ｆ＿ｎ＝ＤＬ＿Ｆ＿ｎ＿−＿１＋（１−２＾−＾Ｋ
   ）Ｌ＿Ｆ＿ｎ＿−＿１Ｒ＿Ｆ＿ｎ＝ＤＲ＿Ｆ＿ｎ＿−＿
   １＋（１−２＾−＾Ｋ）Ｒ＿Ｆ＿ｎ＿−＿１Ｃ＿ｎ＝Ｄ
   Ｃ＿ｎ＿−＿１＋（１−２＾−＾Ｋ）Ｃ＿ｎ＿−＿１・
   ・・（１）Ｓ＿ｎ＝ＤＳ＿ｎ＿−＿１＋（１−２＾−＾
   Ｋ）Ｓ＿ｎ＿−＿１Ｌ＿Ｆ＿ｎ：ｎ番目の前方左チャン
   ネル Ｒ＿Ｆ＿ｎ：ｎ番目の前方右チャンネル Ｃ＿ｎ：ｎ番目のセンターチャンネル Ｓ＿ｎ：ｎ番目のサラウンドチャンネル ＤＬ＿Ｆ＿ｎ、ＤＲ＿Ｆ＿ｎ、ＤＣ＿ｎＤＳ＿ｎ：伸長
   された各チャンネルの差分ＰＣＭ信号 Ｋ：１以上の整数 さらに第（２）式に従って２チャンネル音声プログラム
   に合成し、２チャンネル音声再生を行うＬ＿ｎ＝Ｌ＿Ｆ
   ＿ｎ＋０．７Ｃ＿ｎ＋０．７Ｓ＿ｎＲ＿ｎ＝Ｒ＿Ｆ＿ｎ
   ＋０．７Ｃ＿ｎ＋０．７Ｓ＿ｎ・・・（２）ハイビジョ
   ン音声受信装置において、 データバス上に、Ｌ＿Ｆ＿ｎ、Ｒ＿Ｆ＿ｎ、Ｃ＿ｎ、Ｓ
   ＿ｎの各チャンネル信号等の信号処理の途中演算結果を
   一時記憶するレジスタ（またはＲＡＭ）、２のべき乗分
   の１倍をするビットシフタ、負数に変換するための補数
   器、ディジタル加算器を有し、プログラム制御により前
   記各素子間でデータ転送をデータバスを介して行える構
   成の信号処理回路を備え、準瞬時圧伸差分ＰＣＭ音声プ
   ログラムの伸長を前記ビットシフタにて行い、 第（１）式は前記シフトレジスタと前記補数器で−２＾
   −＾Ｋ・Ｌ＿Ｆ＿ｎ＿−＿１を求め、その後前記ディジ
   タル加算器にてＬ＿Ｆ＿ｎ、Ｒ＿Ｆ＿ｎ、Ｃ＿ｎ、Ｓ＿
   ｎの計算を行い、また２チャンネル音声プログラムへの
   合成は、０．７倍の係数をΣ＾ｎ＾−＾１＿Ｍ＿＝＿０
   ｂ＿Ｍ・２＾−＾Ｍ（ｎは１以上の整数、ｂ＿Ｍは０も
   しくは１）と２のべき乗に表現し、第（２）式を第（３
   ）式の様に全て加算式に変換し、Ｌ＿ｎ＝Ｌ＿Ｆ＿ｎ＋
   Σ＾ｎ＾−＾１＿Ｍ＿＝＿０ｂ＿Ｍ・２＾−＾Ｍ・Ｃ＿
   ｎ＋Σ＾ｎ＾−＾１＿Ｍ＿＝＿０ｂ＿Ｍ・２・Ｓ＿ｎＲ
   ＿ｎ＝Ｒ＿Ｆ＿ｎ＋Σ＾ｎ＾−＾１＿Ｍ＿＝＿０ｂ＿Ｍ
   ・２・Ｃ＿ｎ＋Σ＾ｎ＾−＾１＿Ｍ＿＝＿０ｂ＿Ｍ・２
   ・Ｓ＿ｎ・・・（３）２＾−＾Ｋ倍を前記ビットシフタ
   により、加算を前記ディジタル加算器により繰り返し実
   行することにより、上記第（２）式を演算することによ
   り行い、準瞬時圧伸差分ＰＣＭデコード及び２チャンネ
   ルへの合成演算において同一の前記ビットシフタと前記
   ディジタル加算器を時分割で用い、 しかも１サンプル分の全ての演算を１／ｆｓ時間以内に
   終了するようにしたことを特徴とするハイビジョン音声
   受信装置。