JPH02299496A - ブラシレス直流モータの駆動方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ブラシレス直流モータの速度／トルク特性や
効率を改善する為の駆動方法に関する。

（従来の技術） Ｓ６１．３．１０総合電子出版社発行の゛ｒＤＣブラシ
レスモークと制御回路」　（谷腰欣司著）のＰ、４に記
載されているようにブラシレス直流モータは、機械的整
流機構を回転磁界検出素子及び半導体スイツチング素子
に置換えて、従来の直流モータのもつノイズ、摩耗や保
守等の問題を解消したモータであって、主にＡＶ、ＦＡ
、ＯＡ機器等比較的速度使用範囲の狭く、小容量の分野
で使用されることが多い。これはモータ効率や発熱等が
それ程問われず、しかも速度〜トルク特性が広範囲に亘
って必要とされていないことによる。

合手容量と中、大容量の大きな相違点を、理解を簡単に
するため、単相での誘起々電力ｅとモータ巻線へ印加す
る電圧Ｖとモータ巻線に流れる電流ｉのタイミングチャ
ートを第１図に示す。

（ａ）は小容量、（ｂ）は中、大容量の代表的な例であ
る。

（ａ）の小容量時の誘起々電力ｅのタイミングと同期す
るように磁極位置を検出するセンサー（例えばホールゼ
ネレータ等の磁気検出素子や光の投下や反射を利用した
光検出素子）を適正位置に設定し、磁極の回転移動や極
性に対応してモータ巻線に印加するタイミングと方向が
決定されたものが印加電圧■である。この印加電圧Ｖに
よって巻線電流ｉが流れる。これは（ロ）も同様である
。

小容量（ａ）の巻線電流ｉは中、大容量（ｂ）の巻線電
流ｉに比較し印加電圧■にほぼ等しいタイミングで流れ
ているが（ロ）では遅れ時間が生じている。（ａ）は小
容量ということでモータ巻線そのものが細くトータルの
モータ巻線抵抗も５〜１０Ωというように非常に大きく
、モータ巻線インダクタンスとで決定する巻線時定数も
非常に小さいものが多い。

一方（ｂ）の中、大容量では比較的大きなトルクを発生
させることから大きな電流を流す必要性より、小容量モ
ータより巻線が太くなり、結果として巻線抵抗が小さく
なり、巻線数、モータ体積等によって決まる巻線インダ
クタンスとの関係で巻線時定数も変化し、一般に大きく
なることが多く、巻線印加電圧■のタイミングより大き
く遅れて電流ｉは流れる。

換言するとモータ出力は誘起々電力ｅと相電流ｉの基本
波成分およびこの両者間の位相差より決まる力率によっ
て決定される。従って（ａ）では誘起々電力ｅと巻線電
流ｉがほぼ同相であるため力率４＝：ｌとなり効率が非
常に良い事を示す。又（ロ）では誘起々電力ｅと巻線電
流ｉの積が（全て正でなく）負となる個所（時間）が長
く、無効電力の期間が（ａ）に比較して大きい。この傾
向はより大きな出力、より大きな時定数になるに従って
増加することが多い。故に（ｂ）の方法では投入するエ
ネルギーの割に出力が小さく巻線が熱せられて昇温し無
駄が多いことを示す。

巻線の発熱によってモータ内部全体が昇温し、時には１
００°Ｃ以上になる事もめずらしくなく、磁極位置検出
用素子の耐熱限界を越えることもありうる。又ブラシレ
ス直流モータの場合、磁極位置に対応して印加する巻線
への供給電圧もパルス状のものとなるため巻線電流に高
調波が多く含まれ、この事も発熱の要因となっている。

以上の如く、無効電力区間の減少および高調波電流の除
去の必要性の少ない小容量のブラシレス直流モータでは
これらの対策がとられておらず、高回転、小トルク指向
であり、低回転、高トルク型は極めて少ない。というこ
とでこれらの改良方法としてすでに出願済特許の特願昭
６３−７５７９６「ブラシレス直流モータの駆動方法」
で述べているがこの方法でも次の点で問題となる。

（１）誘起々電力と巻線電流の位相差を検出するための
Δθ（例えば３＠）毎のｓｉｎカーブ、ｃｏｓカーブを
作る場合に、永久磁石の円周方向上にＮ極〜Ｓ極区間に
ホールゼネレータ或いは光、磁気的センサーを配して多
数の増幅器を設け、しかもＳｉｎ、　ｃｏｓの３°毎の
値にするため抵抗で分配調整してさらに加算するという
複雑な方法で行っていたが、時間と調整が難かしくコス
トがかかる。

（２）直径の小さいモータでは永久磁石の直径も小さく
なり円周方向のＮ極〜Ｓ極間の長さが短いため、この間
に必要分解能に適する数のセンサーとして面積、体積が
最少のホールゼネレータを取付ける場合でも限度があり
、又配線の数も多くなり、回転体に近い為、実用上危険
性が高い。

（３）前記（２）のセンサーとしてホールゼネレータ等
の磁気的センサー等を使用した場合、大電流の磁界によ
る影響がでるため、ホールゼネレータの動作が不良とな
り、磁石位置の検出が困難となり、ｓｉｎ、　ｃｏｓカ
ーブが正常でなくなる。

以上の様に問題があるのが現状である。

〔発明が解決しようとする課題〕

前述のごとく誘起々電力と同位相で巻線印加電圧を供給
すると誘導性負荷の影響で、電流は誘起々電力に対し遅
れ位相となり、無効電力が発生すること、又出力に寄与
しない第２高調波成分以上の電流による発熱（効率）へ
の影響という問題点がある。

本発明者等の研究では、前記遅れ位相をなくすこと、即
ち力率を改善することによってブラシレス直流モータの
効率或いは速度〜トルク特性が著しく改善されること、
さらに巻線の高調波電流の除去については、巻線に印加
される方形波交流電圧をパルス幅変調方式にすることに
よって供給ＯＮ時間の電圧値が正弦波状に近くなるよう
に、前記位相制御したタイミングで供給することにより
、速度〜トルク特性や発熱（効率）を改善することを目
的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のブラシレス直流モータの駆動方法は、この目的
を達成するため、ブラシレス直流モータの固定子巻線電
流と誘起々電力とほぼ同等な基本波のｓｉｎ成分とｃｏ
ｓ成分信号のそれぞれの積を磁極Ｎ−３区間即ち電気角
で２πの間行い、その比より前記巻線電流と誘起々電力
の位相差を検出し、この位相差が常にほぼ０になるよう
に閉ループ制御することによって、誘起々電力に対する
巻線印加電圧の理想的な位相角を求め、印加タイミング
を調整することおよび前記印加電圧タイミングに従って
ＤＣチョッパ方式或いはパルス幅変調方式のいずれかを
その時々の最良方式、目的に合わせて選択された巻線供
給印加電圧を出力することによって理想的な位相角に対
応しかつ高調波成分の少ない巻線電流を提供する駆動方
法を特徴とする。

〔作用〕

以下に本発明による巻線印加電圧の切換え時期調整方法
について説明する。

第２図（ａ）に通常のタイミング時の印加電圧方式での
誘起々電力Ｅと巻線電流■のベクトル図を示す。℃）は
第１図（ｂ）のような電流ｉの位相遅れをなくす為、巻
線の印加電圧■をλ６だけ進角して供給し、誘起々電力
Ｅと巻線電流Ｉの位相差が（ａ）のｐ、−（ｂ）の？。

と小さくなっているが誘起々電力Ｅと巻線電流■の位相
差がほぼ０付近までには到っていない状態を示す。この
？を求める手段として第４図の（ａ）に示すような反射
板或いはスリット（いずれも回転側）とこの白黒レベル
を検出する（ｂ）のセンサーボート（固定側）の組合せ
によりｌ極内複数個（例えば６０，１２０等多い程分解
能が向上しなめらかな制御が出来る）パルスが得られる
ようにモータ内に配置し磁石のＮ−３区間（電気角で３
６０°）を先のパルスに相当する個数だけのｓｉｎ信号
と９０°位相が異なるｃｏｓ信号を予め求めてメモリー
テーブルへ格納しておき、パルスが来るたびに取り出せ
るようにしておく。

これらｓｉｎ信号（ｅ　ｓ）　、　、ｃｏｓ信号（ｅｃ
）および巻線電流ｉ（高調波成分を含む）は次式で表わ
〜≧−−− される。

ｅ、−Σ　Ｅ、％・ｓｉｎ　ｎθ　　　　　　　　　・
・・・・・（１）ｅｃ＝ΣＥ、・ｃｏｓｎ（θ＋Ｔ−＞
　　　　・−・−・・（２）ｉ＝Σ　Ｉ、−ｓｉｎ（ｍ
θ＋？）　　　　　”・・・（３）と表わされるが、今
ｅ、−ｉとｅｃ−ｉ（電気角で２π毎の積分）なる信号
処理を行なうと ；−ΣＥ（’　Ｉ　Ｋ　’　Ｃ０５ｐｘ　（Ｋ：Ｉ＋２
＋”’）４π　ｋ ・・・・・・（４） となるが、Ｃ３が高調波成分を含まないとするとＥｚ＝
Ｅｓ＝・・・・・・＝０　　　　　　　　　・・・・・
・（５）同様に 従って となり、高調波成分を含んだ巻線電流ｉとｅｓ＋ｅｃよ
り誘起々電力と巻線電流間の位相差９の検出が可能とな
る。この位相差？が常にほぼ０になるように比例＋積分
制御を行うことによって、理想的なずれ角λが求まる。

このλ０に対応したＵ、　Ｖ、　Ｗ相の供給電圧のスイ
ッチングタイミングが決定されモータ巻線へ電圧が印加
される。

この結果、誘起々電力と巻線電流の位相がほぼ同位相と
なり力率が改善され同一供給電圧でも速度〜トルク特性
が大幅に向上する。

又、パルス幅変調された電圧を印加した場合は巻線に流
れる高調波成分の比率が高次へ移行し、その結果熱ロス
が減少しモータ全体の効率向上へ寄与する。

このようにブラシレス直流モータのスイッチングを位相
ずれ角λ°だけずらすこと、および巻線印加電圧をＰＷ
Ｍ化することによってモータの速度〜トルク特性および
効率を大幅に改善することが可能となる。

〔実施例〕

以下、本発明を実施例に基づいて具体的に説明する。第
５図は本発明の実施例を示したものである。

図中１２はブラシレス直流モータ、１１は永久磁石位置
を検出するための円板であり１０はこの円板の白黒レベ
ルの検出を行う反射型センサ一群である。この検出信号
は点線枠Ａのマイクロコンピュータボードのディジタル
入力部インタフェースへ入力される。これらの詳細な動
作を第４図（ａ）。

（ロ）で説明する。

（ａ）は永久磁石のＮ極、Ｓ極の円周方向の位置に合わ
せて第３図５に相当した反射式円板であり、Ｎ極を白側
、Ｓ極を黒側としている。これは信号のレベル合せでこ
の方式としている。

第４図（ａ）は６極型のモータ例でありここではＳ極〜
Ｎ極〜Ｓ極部の関係のみ示すが実際は円周上に６極Ｎ−
３−Ｎ−３・・・・・・というように対で形成されてお
り、１極当り機械角で６０°毎に分割している。図中２
（白）がＮ極で３（黒）がＳ極を示す。又１は極毎に６
０分割され、１つおきに白。

黒、白、黒、・・・・・・というふうに表面がコーティ
ングされた光反射型センサーで、パルス状の出力がＯＮ
〜ＯＦＦが対で３０パルス出力されるように設置される
。従って１パルス当り機械角で２°となり、建）のクロ
ック用センサー５（ＣＩ）より３０パルス、６　（Ｃ２
）より３０パルス、計６０パルス出力される。クロック
用センサー２個を使用している理由は電流位相遅角演算
時に第５図８のｓｉｎθ、　ＣＯＳメモリーテーブルよ
りデータのローディングを電気角で３°毎（機械角で１
度）に行う為のクロック信号であり、第４図２のＮ極間
で６０パルス必要となるが、センサーの視野と距離の関
係で１のＮ極区間に１２０分割するとセンサーの仕様上
困難であるためおよび回転数とクロック数によるサンプ
リングタイム即ちマイクロコンピュータの処理速度より
、ここでは６０分割とじ３０パルス分をセンサー５　（
Ｃ１）で、残り３０パルス分をセンサー６　（Ｃ２）で
発生させる。但しセンサー５とセンサー６は機械角で０
．５　”の位相差をつけて取付けてあり、第５図１のデ
ィジタル入力部インタフェースで加算処理され、１極当
り６０パルスのクロックが出力出来るように対処しであ
る。

又１２のブラシレス直流モータの永久磁石の円周方向の
位置に対応して取付けられている円板第４図（ａ）の２
　（Ｎ極）又は３　（Ｓ極）の磁極位置変化を（ｂ）の
センサー８　（Ｖ）、　　７　（Ｕ）、　　４　（Ｗ）
を機械角で４０°　（電気角で１２０°）毎に配置させ
て永久磁石のＮ−３区間８　（ＳＷタイミング）を検出
するため３ケ、合計５ケの光反射型センサーを配置して
いる。その様子を第３図１Ｏと９に又第４図（ｂ）に示
す。

第５図のディジタル入力部インタフェースｌを経由して
ＣＬＫＩ、ＣＬＫ２が６０パルス／極に変換されてｓｉ
ｎθ、　ｃｏｓθメモリーテーブル８および電流位相遅
角検出部３にも入力され、第６図（ａ）、（ロ）に示す
ｓｉｎθ、　ｃｏｓθの各値が（Ｃ）のパルスに同期し
て取り出せるように格納されているｓｉｎθ、　ＣＯＳ
θメモリーテーブル８よりピックアップされ、電流位相
遅角検出部３へ入力される。又ブラシレス直流モータ１
２の巻線電流のＵ相の電流をＣＴ型電流センサー１３で
検出し、アナログ入力部インタフェース２へ人力され、
さらに電流位相遅角検出部３へ入力される。

誘起々電力に対する巻線電流の遅角？を求めるため゛の
演算時間帯（Ｎ極〜Ｓ極区間）が必要であるため、第４
図（ｂ）のセンサー７のＵ相オンオフタイミング信号の
第６図（ｄ）も−諸に入力される。そして（４）弐の演
算ｅ、（ｓｉｎθのｉクロック目）と巻線電流ｉｕの積
とｅ（、（ｃｏｓのｉクロック目）と巻線電流ｉｕの積
を求めＵ相のＮ極〜Ｓ極間電気角で２πの区間積分され
る。ここでｅ、およびｅ、が高調波成分を含まないと仮
定しているので、２π区間全て演算終了した時には（６
）式と（７）式となり、誘起々電力に対する巻線電流の
遅角？は（８）式より求まり、その結果ｔａｎ　ｐが減
算器２６へ入力される。減算器のもう一方の入力には目
標値がセットされている。即ち遅角？＝０でｔａｎ　ｐ
　＝　０が目標値として入力される。その結果偏差出力
はΔｔａｎ？””　ｔａｎ　ｐ　＊　−ｔａｎ　ｐとな
り、この偏差分Δｔａｎ　ｐがほぼＯになるようにＰＩ
制御系５へ入力される。

前述の毎り（４）式および（５）式のΣｅ、・ｔａとΣ
ｅｃ・ｉｕはクロック毎に２πの区間演算、区間終了時
に巻線電流の遅角ｔａｎ　（ｐが電流位相遅角検出部３
より出力される。従ってＰＩ制御部への偏差Δｔａｎ　
ｐの入力は２π毎に行なわれ、比例＋積分制御系によっ
てΔｔａｎ　ｐ　＝　Ｏとなるように誘起々電力に対し
てλ°だけ進角するように巻線の印加電圧時期が演算さ
れ、出力制御部６にも２π毎入力される。出力制御部６
はＤＣチョッパ或いはＰＷＭ用のＳＷタイミングメモリ
ーテーブル７に第６図（ｄ）および（ｆ）の状態で電気
角で３°毎のＮ＝１゜Ｓ＝０の形式でメモリーされてお
り、Ｎ極−６０・〜Ｎ極〜Ｓ極〜Ｓ極＋６０°、合計４
８０６分１６１コのデータが格納されている。

これらのデータを使って巻線電圧の印加時期制御を行う
方法を述べる前に全体の制御方策について説明する。

（１）１回の制御出力を行う為に必要な演算区間はＮ極
（白）の立上りの１回目〜Ｓ（黒）の立下り時のクロッ
クパルス区間とする。

（２）制御出力のタイミングはＮ極（白）の立上りとす
る。

（３）モータが静止している状態は必ずしもＵ相のセン
サーと永久磁石位置検出用反射板第４図（ａ）の２の立
上りとは一致してはいない。従ってＮ極の立上りに回転
するまでは進角制御は行なわず第４図（ｂ）のＵ、Ｖ、
Ｗ相のセンサー？、８．４で磁石位置を検出した信号そ
のままをディジタル入力部Ｉ／Ｆｌ〜イニシャル設定部
４〜ディジタル出力部１／Ｆ９経由でＳＷ制御部１４ヘ
スイツチング信号が送られ、生の信号でモータを回転さ
せる。

（４）クロック用センサー第４図（ロ）のＣ１，Ｃ２の
５．６は光学式センサーの光発射角、視野範囲、距離に
応じて分解能が変化しくａ）の外側の反射板の白、黒の
機械角を必要以上に狭（するとパルスとして検出不可と
なる為、モータの直径が小さくなった時はＣ１（５）の
センサーの取付は位置に対し機械角で０．５°電気角で
１．５°ずらせて配置し第５図のディジタル入力部１／
Ｆ１でＮ極内６０等分パルスを又Ｓ極内６０等分パルス
を作ることとするが、モータの直径が大きい時はセンサ
ー１つで反射パネルよりＮ、Ｓ極毎に６０パルス発生さ
せることとする。

次に実際の進角制御について詳述する。

第５図の永久磁石位置にはりつけである反射板とクロッ
ク用反射板１１（詳細は第４図（ａ）の１又は２，３に
示す）およびセンサー取付ボード第４図（ｂ）との組合
せよりＵ、Ｖ、Ｗ相の永久磁石位置とクロックタイミン
グが検出され、第５図のディジタル入力部１／Ｆｌへ入
力される。第６図の（ロ）および（Ｃ）に示す、又第５
図のブラシレス直流モータのＵ相巻線電流をＣＴ型セン
サー１３で電流を検出し、アナログ入力部１／Ｆ２へ入
力される。

ブラシレス直流モータ１２より検出されたクロックＣＬ
ＫＩおよび２はディジタル入力部１７Ｆで２倍周期パル
スに処理され、Ｎ極、Ｓ極区間共に３０パルスが６０パ
ルス発生となり、Ｕ相永久磁石タイミングとＵ相巻線電
流とともに電流位相遅角検出部３へ入力される。ここで
はＵ相のＮ極の立上りからＳ極の立下りまでクロックの
タイミング毎にΣｉ　ｕ　＊　ｓｉｎθおよびΣｉ　、
　＊　ｃｏｓθの計算が行なわれ、電気角で２π分積分
されて（８）式により遅角ｐがｔａｎ　ｐの形で求めら
れる。このｐは誘起々電力ｅと巻線電流ｉ、との遅れ角
であり、位相制御によって史＝０即ちｔａｎ　ｐ　＝　
Ｏとなるように比例十積分（ＰＩ）制御部５で巻線印加
タイミングをλ°進角して供給する。この供給の方法は
出力制御部６で進角λ°に相当するチョッパ・ＰＷＭ用
ＳＷタイミングメモリーテーブル７内の現在ポイントか
らの偏差位置（ｋコ）を計算しテーブル７内の現在ポイ
ントＸ３にコ進んだポイントのデータをロードし、ディ
ジタル出力部１／Ｆ９へ出力するが、実際は３相Ｙ結線
であるため残りの■、Ｗ相はＵ相の位相に対して±２／
３πづれた位置のデータも同時メモリーテーブル７より
ピックアップする。この出力をクロック毎に繰り返し、
Ｓ極（黒）の立下りまで行う。２π区間終了後（８）式
により遅角ｐ　（ｔａｎ　ｐ　）を求めて前記事項を繰
り返し演算し、進角されたタイミングで巻線に電圧が印
加される。

これらを繰返すことによって、制御始動時は誘起々電力
ｅと巻線Ｕ相電流１１の位相が誘導性負荷のため遅れて
力率が低いが、回転が進行するにつれその遅れ角度も減
少し、やがて比例積分制御系によって偏差角がほぼＯに
なるように制御される。

従ってＳＷ制御部１４にはＵ相の誘起々電力ｅに対しλ
°だけ進角した巻線印加タイミングパルスが又■、Ｗ相
には±２／３π位相のづれた印加タイミングパルスが同
時に入力される。又３つのタイミングパルスと共に正／
逆転信号も入力され、ペースドライバー１５のＵ、Ｖ、
ＷおよびＵ、Ｖ。

Ｗのいずれかが選択されてパワーブリッジ部１６へ入力
され、第７図のＵ、Ｖ、Ｗ相のアッパー（Ｕｐｐｅｒ）
かロワー（Ｌｏｗｅｒ　）かが選択されてモータコイル
へ進角されたタイミングで電圧が印加され、モータが回
転し第５１１１０および１１の反射板位置が移動し、前
述した動作を２π毎繰返し演算することになる。

又、直流電圧の供給方法として２通り考慮している。

１つはＰＷＭ（パルス幅変調）方式、他の１つはＤＣチ
ョッパ方式である。これらは第５図の連動５Ｗ１８．１
９で選択し、５Ｗ１９からの選択信号により出力制御部
６へ入力されて７のＤＣチッッパ、ＰＷＭ用のいずれか
のＳＷタイミングメモリーテーブルを選択し、進角制御
時はλ°に相−当しだ進角位置のデータを先どりしてデ
ィジタル出力部Ｉ／Ｆ９〜ＳＷ制御部１４へＳＷパルス
が供給される。ＰＷＭ時のパルス幅列の１例を第６図（
ｆ）に示す（ｆ）の信号は第７図のＵ相のアッパー側の
トランジスタＴ　Ｒ＋　＋のタイミングチャート（進角
していない通常の印加タイミング）例であり、ロワー側
のトランジスタＴＲ，、は（ｄ）のＮ極区間は全てオフ
となる。Ｖ、Ｗ、相はり相の位相に対して±２／３πの
位相がづれた状態でアッパーおよびロワーのトランジス
タＴＲ，□Ｔ　Ｒｚ　ｔはＵ相と同じ取扱いとなる。

一方ＤＣチョッパは点線枠Ｃのデエーティコントロール
２４のボリュームで直流電源１７の電圧（一定値）をチ
ロツピングしパルス状の電圧をコイルおよびコンデンサ
ーで一定電圧（フィルタリング）にして第６図（ロ）の
ような電圧パルスを印加することになる。これらＰＷＭ
、ＤＣチョッパ方式は目的に応じて選択する。

以上述べた様に誘起々電力ｅに対し巻線相電流１、を遅
れなく巻線に電圧を印加することによって力率ｃｏｓφ
！＝ｉｌとなり、効率が大幅に向上した。

第８図はＤＣチョッパ方式におけるｌｏＫＷ級ブラシレ
スＤＣモータの速度〜トルク特性の実施例であり、実線
が進角制御有を、破線は進角制御熱を示す。図から明ら
かなように電圧が大きい程その効果は大きく、負荷を大
きくするに従って必要トルクが増大し、それに伴って大
電流が必要となるため無効電力が大きくなり、進角制御
有無の効果の差が増大することによる。

第９図は第８図の速度〜トルク特性測定時の効率比較を
示したものであり、実線が進角制御有、点線が進角制御
熱を表す。進角制御有時がはるかに効率が高い。

以上のように高調波成分を含んだＵ相電流と同相の誘起
々電力のｓｉｎ信号信号色ｃｏｓ信号信号上り誘起々電
力と巻線電流との位相差？を検出し常時この？ζ０にな
るように比例＋積分制御を構成することによって巻線印
加電圧と誘起々電力の理想的な進角λを求めることがで
きる。

故に誘起々電力の位相と巻線電流との位相づれがほぼＯ
で力率ｃｏｓ　ｐζ１となり、第８図、第９図に示すよ
うに速度〜トルク特性および効率〜トルク特性が大幅に
改善された。

なお、■相、Ｗ相についてもＵ相と同様な考え方で行っ
ているので、詳細については省略する。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明においては巻線に流す電流と
該巻線の誘起々電力との位相差が常にほぼＯとなるよう
に制御することによって、巻線に印加する電圧の切換時
期、即ちスイッチングタイミングを調整しかつ方形波お
よびＰＷＭいずれの方式でも使用できる。

従って第８図に示すように通常のブラシレス直流モータ
の駆動方法の点線（制御無）では電圧が大きくなるに従
ってトルク増大とともに急激に回転数が減少し、一般の
直流機のような速度〜トルク特性が得られないが位相差
制御を行う事によって速度〜トルク特性（実線）は電圧
毎にほぼ平行直線の特性となり、通常の直流機のような
速度制御が可能となる。換言すると同一トルク、同一速
度を保つにも少ない電圧又は電流で達成出来ることを意
味し、熱によるロスが減少しモータ全体の効率が向上す
ることになる。

従って本発明による時、速度〜トルク特性及び効率が大
きく改善され、広い範囲な速度変動、負荷変動を要求さ
れる用途に使用する場合、その効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）は小容量のブラシレス直流モータの電圧、
電流の位相差を、又（ロ）は中容量以上の電圧、電流の
位相差例を示すグラフ、 第２図（ａ）は誘起々電力ｅに対し進角なし時の印加タ
イミングのベクトル図、（ｂ）は電流位相遅れが多少残
っているが進角している時のベクトル図を示す。 第３図は本実施例ブラシレス直流モータの断面図、。 第４図（ａ）は第３図５を拡大したクロック発生用反射
板の、（ｂ）は永久磁石位置検出用ボードの拡大図、 第５図は進角制御用ブロック線図、 第６図（ａ）、（ｂ）は第５図８のｓｉｎθ、　ｃｏｓ
θメモリーテーブルの状態を時間軸に連続的に表現した
図、（Ｃ）は電気毎で３°毎のクロックの状態を又（ｄ
）は永久磁石位置検出タイミング、（ｅ）とλ°だけ進
角した時の印加電圧タイミング、（ｆ）はＰＷＭ時のＳ
Ｗタイミングを示す図、 第７図はＹ結線された巻線とそれを駆動するためのパワ
ーブリッジ部を示す回路図、 第８図は進角制御有／無時の速度〜トルク特性比較を示
すグラフ、 第９図は第８図の試験時の効率〜トルク特性比較を示す
説明図である。 出　願　人　新日本製鐵株式会社 代理人弁理士　　青　　柳　　　　　　稔４　　５　　
　□ 第３図 回置ねＩ：（−へ日） 蒙悟訃　乞 手続補正書（方式） １、事件の表示 平成１年特許願第１２００１４号 住所　東京都千代田区大手町二丁目６番３号名称　（６
６５）新日本製鐵株式会社 代表者　　齋　　藤　　　　　裕 ４、代　　理　　人　　　〒１０１　　　　ｆｉ’　０
３（８６３）０２２０６、補正により増加する請求項の
数　　な　し７、補正の対象　　図　面

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　１．ブラシレス直流モータの永久磁石の円周方向にお
   ける磁極位置に対応して取付けられたエンコーダ（Ｎφ
   １はＮ極、Ｓ極検出用、Ｎφ２は電流位相遅れ演算タイ
   ミングクロック検出用の金属板）をＵ，Ｖ，Ｗ相毎の磁
   極位置用およびタイミングクロック用の光学式センサー
   にて白黒ラベルを検出し、全極数の中Ｎ極とＳ極を１対
   （電気角で２π）としこの区間に所要のクロック数を発
   生出来るように構成せしめ、クロック毎に予め求められ
   た誘起々電力と同相のサイン値およびコサイン値をテー
   ブルより取出し、高周波成分を含んだＵ相電流をおのお
   の掛けて積分し、１区間全て演算が終了した時点で電流
   位相遅れ角度を求め、これを２π周期毎に計算し、その
   時の位相遅れ角度を比例＋積分制御系で位相遅れが常時
   ほぼ０になるように、予め用意した誘起々電力と同相の
   巻線印加電圧用スイッチングメモリーテーブル（パルス
   幅変調（ＰＷＭ）用とＤＣチョッパー用２種類を用途に
   応じて使用）より進角した状態即ちクロックの最小分解
   能に換算した個数だけ位相をずらした位置のＵ相データ
   （Ｖ，Ｗ相はＵ相に対しさらに±２／３π位置がずれた
   データ）を取出しスイッチング制御部へ出力することに
   より誘起々電力の位相に対し各相の基本波電流の遅れが
   減少し力率がほぼ１となってモータ全体の効率を大幅に
   改善することを特徴とするブラシレス直流モータの駆動
   方法。