JPH0230202B2 - Ritokukahenzofukukairo - Google Patents
RitokukahenzofukukairoInfo
- Publication number
- JPH0230202B2 JPH0230202B2 JP8049481A JP8049481A JPH0230202B2 JP H0230202 B2 JPH0230202 B2 JP H0230202B2 JP 8049481 A JP8049481 A JP 8049481A JP 8049481 A JP8049481 A JP 8049481A JP H0230202 B2 JPH0230202 B2 JP H0230202B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- collector
- transistor
- feedback
- emitter
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
Links
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/0082—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using bipolar transistor-type devices
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は利得可変増幅回路に係り、得に利得を
外部から制御するのに好適な増幅回路に関するも
のである。
外部から制御するのに好適な増幅回路に関するも
のである。
光受信器の前置増幅回路としては、通常第１図
に示すようにトランジスタQ1を用いたエミツタ
接地回路とトランジスタQ2を用いたコレクタ接
地回路とを縦続し、このコレクタ接地回路の出力
を帰還抵抗Rfよりなる帰還回路を通して上記エ
ミツタ接地回路の入力側（トランジスタQ1のベ
ース）に帰還するようにしたトランスインピーダ
ンスアンプが用いられる。この回路は、受光素子
の信号電流を電圧に変換する機能をもつので、出
力電圧と入力電圧の比（トランスインピーダン
ス）がアンプの効率を示すパラメータとなる。
に示すようにトランジスタQ1を用いたエミツタ
接地回路とトランジスタQ2を用いたコレクタ接
地回路とを縦続し、このコレクタ接地回路の出力
を帰還抵抗Rfよりなる帰還回路を通して上記エ
ミツタ接地回路の入力側（トランジスタQ1のベ
ース）に帰還するようにしたトランスインピーダ
ンスアンプが用いられる。この回路は、受光素子
の信号電流を電圧に変換する機能をもつので、出
力電圧と入力電圧の比（トランスインピーダン
ス）がアンプの効率を示すパラメータとなる。
さらに、トランスインピーダンスは、帰還抵抗
Rfの抵抗値とほぼ等しくなるので、帰還抵抗Rf
の抵抗値を変えることにより、トランスインピー
ダンスを変えることができる。
Rfの抵抗値とほぼ等しくなるので、帰還抵抗Rf
の抵抗値を変えることにより、トランスインピー
ダンスを変えることができる。
第２図は第１図の帰還抵抗値を等価的に変える
ようにした回路の一例を示す回路図である。第２
図においては、帰還抵抗Rfの両端にトランジス
タQ3のコレクタ、エミツタを接続してある。
ようにした回路の一例を示す回路図である。第２
図においては、帰還抵抗Rfの両端にトランジス
タQ3のコレクタ、エミツタを接続してある。
従つて、トランジスタQ3のベース電位が上つ
てくると、トランジスタQ3が能動領域に入り、
コレクタ、エミツタ間のインピーダンスが下がる
ので、帰還抵抗値が等価的に小さくなり、トラン
スインピーダンスアンプが下がるから、トランジ
スタQ3のベース電圧により、アンプの利得を制
御することができる。
てくると、トランジスタQ3が能動領域に入り、
コレクタ、エミツタ間のインピーダンスが下がる
ので、帰還抵抗値が等価的に小さくなり、トラン
スインピーダンスアンプが下がるから、トランジ
スタQ3のベース電圧により、アンプの利得を制
御することができる。
しかし、第２図の回路では、アンプのトランス
インピーダンスを下げることは、帰還量を増大さ
せることになるので、トランジスタQ3のベース
電圧をV1、V2、V3と上げてゆくと、第３図の１
〜３に示すように、周波数特性にピークを生じ、
場合によつては発振することもあり、実用にはな
らない。
インピーダンスを下げることは、帰還量を増大さ
せることになるので、トランジスタQ3のベース
電圧をV1、V2、V3と上げてゆくと、第３図の１
〜３に示すように、周波数特性にピークを生じ、
場合によつては発振することもあり、実用にはな
らない。
なお、第１図、第２図において、R1，R2は抵
抗である。
抗である。
本発明は上記に鑑みてなされたもので、その目
的とするところは、利得を制限して周波数特性の
変化を抑えることができる利得可変増幅回路を提
供することにある。
的とするところは、利得を制限して周波数特性の
変化を抑えることができる利得可変増幅回路を提
供することにある。
本発明の特徴は、エミツタ接地回路とコレクタ
接地回路とを縦続し、このコレクタ接地回路の出
力を上記エミツタ接地回路の入力側に帰還回路を
通して帰還するようにしたものにおいて、上記帰
還回路に並列に第１のインピーダンス可変素子を
接続するとともに、上記コレクタ接地回路の出力
とアースとの間に第２のインピーダンス可変素子
を接続し、かつ上記２つのインピーダンス可変素
子のインピーダンスの増減方向が同じになるよう
制御する回路構成とした点にある。
接地回路とを縦続し、このコレクタ接地回路の出
力を上記エミツタ接地回路の入力側に帰還回路を
通して帰還するようにしたものにおいて、上記帰
還回路に並列に第１のインピーダンス可変素子を
接続するとともに、上記コレクタ接地回路の出力
とアースとの間に第２のインピーダンス可変素子
を接続し、かつ上記２つのインピーダンス可変素
子のインピーダンスの増減方向が同じになるよう
制御する回路構成とした点にある。
以上本発明を第４図に示した実施例を用いて詳
細に説明する。
細に説明する。
第４図は本発明の利得可変増幅回路の一実施例
を示す回路図で、第１図、第２図と同一部分は同
じ符号で示し、ここでは説明を省略する。第４図
においては、帰還抵抗Rfの両端にそれぞれコレ
クタ、エミツタを接続したトランジスタQ3のほ
かに、レベルシフトダイオードD1と、トランジ
スタQ2のエミツタ抵抗R2即ちコレクタ接地回路
の出力にコレクタを接続しかつエミツタ接地した
トランジスタQ4とを追加し、トランジスタQ3，
Q4の各コレクタ・エミツタ間インピーダンスの
増減方向が同じになるようこれらを図示のように
接続してある。
を示す回路図で、第１図、第２図と同一部分は同
じ符号で示し、ここでは説明を省略する。第４図
においては、帰還抵抗Rfの両端にそれぞれコレ
クタ、エミツタを接続したトランジスタQ3のほ
かに、レベルシフトダイオードD1と、トランジ
スタQ2のエミツタ抵抗R2即ちコレクタ接地回路
の出力にコレクタを接続しかつエミツタ接地した
トランジスタQ4とを追加し、トランジスタQ3，
Q4の各コレクタ・エミツタ間インピーダンスの
増減方向が同じになるようこれらを図示のように
接続してある。
第４図によれば、制御電圧入力端子Ｃの電位が
低い場合には、トランジスタQ3，Q4、ダイオー
ドD1はカツトオフとなり、トランジスタQ3，Q4
のコレクタ・エミツタ間インピーダンスが十分大
きくなり、開放とみなせる。この場合の出力端Ｂ
における出力電圧は、入力端Ａからの入力電流
Iinと帰還抵抗Rfの抵抗値との積にほぼ等しくな
る。
低い場合には、トランジスタQ3，Q4、ダイオー
ドD1はカツトオフとなり、トランジスタQ3，Q4
のコレクタ・エミツタ間インピーダンスが十分大
きくなり、開放とみなせる。この場合の出力端Ｂ
における出力電圧は、入力端Ａからの入力電流
Iinと帰還抵抗Rfの抵抗値との積にほぼ等しくな
る。
また、端子Ｃの電圧が上つてきて、トランジス
タQ3が能動状態になると、トランジスタQ3のコ
レクタ・エミツタ間のインピーダンスが低下する
ので、帰還抵抗Rfに並列にインピーダンスが挿
入されたことになり、等価的に帰還抵抗値が下が
り、従つて出力電圧が低下する。
タQ3が能動状態になると、トランジスタQ3のコ
レクタ・エミツタ間のインピーダンスが低下する
ので、帰還抵抗Rfに並列にインピーダンスが挿
入されたことになり、等価的に帰還抵抗値が下が
り、従つて出力電圧が低下する。
一方、このときダイオードD1とトランジスタ
Q4も能動状態になるので、トランジスタQ2のエ
ミツタ抵抗R2に並列に入るトランジスタQ4のコ
レクタ・エミツタ間インピーダンスが低下し、こ
の結果、帰還量を減らし、帯域を狭くする方向に
働く。
Q4も能動状態になるので、トランジスタQ2のエ
ミツタ抵抗R2に並列に入るトランジスタQ4のコ
レクタ・エミツタ間インピーダンスが低下し、こ
の結果、帰還量を減らし、帯域を狭くする方向に
働く。
このため、トランジスタQ3による帰還量の増
大および帯域拡大の機能が打ち消され、周波数特
性が平坦な状態を保持する程度に出力が減衰させ
ることができる。
大および帯域拡大の機能が打ち消され、周波数特
性が平坦な状態を保持する程度に出力が減衰させ
ることができる。
上記したように、本発明の実施例によれば、帰
還抵抗値を変えることによつて生ずる周波数特性
の変化を補償し、平坦な周波数特性の状態で利得
を変えることができる。
還抵抗値を変えることによつて生ずる周波数特性
の変化を補償し、平坦な周波数特性の状態で利得
を変えることができる。
また、外部電圧によつて帰還抵抗値を変えるこ
とができるので、回路を変更することなく、信号
に必要な帯域を設定することができる。さらに、
比較的少ない素子数で回路を構成できるので、集
積回路とすることが容易である。
とができるので、回路を変更することなく、信号
に必要な帯域を設定することができる。さらに、
比較的少ない素子数で回路を構成できるので、集
積回路とすることが容易である。
以上説明したように、本発明によれば、利得を
制限して周波数特性の変化を抑えることができる
という効果がある。
制限して周波数特性の変化を抑えることができる
という効果がある。
第１図はトランスインピーダンスアンプの基本
形を示す回路図、第２図の帰還抵抗を制御するよ
うにした回路図、第３図は第２図の回路の周波数
特性の一例を示す線図、第４図は本発明の利得可
変増幅回路の一実施例を示す回路図である。 Q1〜Q4：トランジスタ、Rf：帰還抵抗、D1：
レベルシフトダイオード。
形を示す回路図、第２図の帰還抵抗を制御するよ
うにした回路図、第３図は第２図の回路の周波数
特性の一例を示す線図、第４図は本発明の利得可
変増幅回路の一実施例を示す回路図である。 Q1〜Q4：トランジスタ、Rf：帰還抵抗、D1：
レベルシフトダイオード。
Claims (1)
- １ エミツタ接地回路とコレクタ接地回路とを縦
続し、該コレクタ接地回路の出力を前記エミツタ
接地回路の入力側に帰還回路を通して帰還するよ
うにしてなる増幅回路において、前記帰還回路に
並列に第１のインピーダンス可変素子を接続する
とともに、前記コレクタ接地回路の出力とアース
との間に第２のインピーダンス可変素子を接続
し、かつ２つのインピーダンス可変素子のインピ
ーダンスの増減方向が同じになるよう制御するこ
とを特徴とする利得可変増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8049481A JPH0230202B2 (ja) | 1981-05-27 | 1981-05-27 | Ritokukahenzofukukairo |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8049481A JPH0230202B2 (ja) | 1981-05-27 | 1981-05-27 | Ritokukahenzofukukairo |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57194613A JPS57194613A (en) | 1982-11-30 |
| JPH0230202B2 true JPH0230202B2 (ja) | 1990-07-05 |
Family
ID=13719848
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8049481A Expired - Lifetime JPH0230202B2 (ja) | 1981-05-27 | 1981-05-27 | Ritokukahenzofukukairo |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0230202B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10242773A (ja) * | 1997-02-27 | 1998-09-11 | Oki Electric Ind Co Ltd | 帰還増幅回路 |
| KR100617294B1 (ko) | 2003-11-24 | 2006-08-30 | 한국전자통신연구원 | 자동 이득 조절 귀환 증폭기 |
| WO2009140827A1 (zh) * | 2008-05-23 | 2009-11-26 | Wan Jun | 大动态、高线性、高灵敏度catv光接收模块 |
| KR20130077432A (ko) | 2011-12-29 | 2013-07-09 | 한국전자통신연구원 | 자동 이득 조절 귀환 증폭기 |
| KR20140089052A (ko) | 2013-01-02 | 2014-07-14 | 한국전자통신연구원 | 귀환 증폭기 |
-
1981
- 1981-05-27 JP JP8049481A patent/JPH0230202B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57194613A (en) | 1982-11-30 |
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