JPH02303390A - 交流電動機のｐｗｍ制御装置 - Google Patents
交流電動機のｐｗｍ制御装置Info
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- JPH02303390A JPH02303390A JP12295389A JP12295389A JPH02303390A JP H02303390 A JPH02303390 A JP H02303390A JP 12295389 A JP12295389 A JP 12295389A JP 12295389 A JP12295389 A JP 12295389A JP H02303390 A JPH02303390 A JP H02303390A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明はＰＷＭ（パルス幅変調）によって交流電動機の
速度を制御する低損失の交流電動機のＰＷＭ制御装置に
関するものである。
速度を制御する低損失の交流電動機のＰＷＭ制御装置に
関するものである。
（従来の技術）
ＰＷＭ方式による電動機制御回路の従来の一例を第５図
に示す。
に示す。
第５図において、交流電動機５は直流電源１からトラン
ジスタブリッジ２のＰＷＭ （パルス幅変調）制御によ
って可変電圧、可変周波数で駆動される。
ジスタブリッジ２のＰＷＭ （パルス幅変調）制御によ
って可変電圧、可変周波数で駆動される。
このとき電動機５の速度はパルスゼネレータ６およびＦ
／Ｖ変換器８を介して直流電圧の速度信号Ｖとして検出
され、速度設定器７により設定された速度基準Ｖ京と速
度制御器９によって比較増幅され、 トルク基準Ｔ東が
電流基準発生器１０へ入力される。
／Ｖ変換器８を介して直流電圧の速度信号Ｖとして検出
され、速度設定器７により設定された速度基準Ｖ京と速
度制御器９によって比較増幅され、 トルク基準Ｔ東が
電流基準発生器１０へ入力される。
電流基準発生器ＩＯは、パルスゼネレータの出力ｆとト
ルク基準Ｔ東とから周波数ｆの三相電流基準Ｉｕ”、Ｉ
ｖ”、Ｉ−を出力し、電流検出器３ａ。
ルク基準Ｔ東とから周波数ｆの三相電流基準Ｉｕ”、Ｉ
ｖ”、Ｉ−を出力し、電流検出器３ａ。
３ｂ、 ３ｃで検出された電動機５の各相電流Ｉｕ、
Ｉｖ。
Ｉｖ。
Ｉｖとそれぞれ電流制御器１１．１２．１３によって比
較増幅され、ＰＷＭ制御回路１５を介して電動機の各相
電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｖをそれぞれ電流基準Ｉｕ−Ｉｖ”
、Ｉ−に一致するようにＰＷＭ制御する。
較増幅され、ＰＷＭ制御回路１５を介して電動機の各相
電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｖをそれぞれ電流基準Ｉｕ−Ｉｖ”
、Ｉ−に一致するようにＰＷＭ制御する。
このときＰＷＭ制御回路１５は電流制御器１１．１２゜
ｌ３の出力とＰＷＭのキャリヤ周波数発生器１４からの
三角波出力とを比較してＰＷＭ信号とし、トランジスタ
ブリッジ２のトランジスタをＰＷＭ制御してインバータ
出力電圧および出力周波数を可変制御する。
ｌ３の出力とＰＷＭのキャリヤ周波数発生器１４からの
三角波出力とを比較してＰＷＭ信号とし、トランジスタ
ブリッジ２のトランジスタをＰＷＭ制御してインバータ
出力電圧および出力周波数を可変制御する。
（発明が解決しようとする課題〉
上記従来の回路では、トランジスタのスイッチングはキ
ャリヤ周波数発生器１４で決まる一定周波数で行ってい
る。
ャリヤ周波数発生器１４で決まる一定周波数で行ってい
る。
一方、電動機の速度が極めて低いときは、インバータ出
力周波数が低くなってトランジスタの過渡熱抵抗が高く
なり、定格電流を流すとトランジスタが過熱して労化を
招くことがある。
力周波数が低くなってトランジスタの過渡熱抵抗が高く
なり、定格電流を流すとトランジスタが過熱して労化を
招くことがある。
第６図は１２００Ｖ−３００Ａ ｈランジスタモジュー
ルの過渡熱抵抗の一例を示すものであるが、熱時定数が
０．３ ｓｅｃ程度であり、インバータ周波数が数比以
下になると熱抵抗の増加が大きな問題となる。
ルの過渡熱抵抗の一例を示すものであるが、熱時定数が
０．３ ｓｅｃ程度であり、インバータ周波数が数比以
下になると熱抵抗の増加が大きな問題となる。
一方、第７図（ａ）に示す単相トランジスタブリッジか
ら負荷りに正弦波電流ｉを流すとき、インバータ周波数
ｆが高い範囲（過渡熱抵抗から考えて）では、第７図（
ｂ）に示すように波高値ｒＰの正弦波電流に対してトラ
ンジスタアーム１個に流れる電流は、平均値がＩｐ／π
となる。
ら負荷りに正弦波電流ｉを流すとき、インバータ周波数
ｆが高い範囲（過渡熱抵抗から考えて）では、第７図（
ｂ）に示すように波高値ｒＰの正弦波電流に対してトラ
ンジスタアーム１個に流れる電流は、平均値がＩｐ／π
となる。
しかしながら、インバータ周波数が零のとき、最悪の場
合としてＡ点すなわちピーク値で運転すると、 トラン
ジスタには直流電流ＩＰが流れ、従って平均値のπ倍の
電流が流れることになる。
合としてＡ点すなわちピーク値で運転すると、 トラン
ジスタには直流電流ＩＰが流れ、従って平均値のπ倍の
電流が流れることになる。
実際は第８図（ａ）に示すように、 インバータ周波数
が零のときはＰＷＭ制御によって出力電圧は低く制御さ
れるので、トランジスタには波高値ＩＰの狭いパルス電
流が流れ、大半の電流は上下に接続したトランジスタブ
リッジの反対側のアームのダイオードに流れる。
が零のときはＰＷＭ制御によって出力電圧は低く制御さ
れるので、トランジスタには波高値ＩＰの狭いパルス電
流が流れ、大半の電流は上下に接続したトランジスタブ
リッジの反対側のアームのダイオードに流れる。
しかしながら一般にダイオードの損失はトランジスタの
損失に比して１／３ 以下程度と小さいので、ダイオー
ドの損失は無視できる。
損失に比して１／３ 以下程度と小さいので、ダイオー
ドの損失は無視できる。
以上説明したように、インバータ周波数ｆとトランジス
タブリッジに流れる電流工との関係を過渡熱抵抗を考慮
して表わすと第８図（ｂ）に示すようになり、ｆ＝０の
時は通常のｆの場合のπ倍となり、Ａ点の周波数はトラ
ンジスタの熱時定数で定り、数比程度（２〜３七）とな
る。
タブリッジに流れる電流工との関係を過渡熱抵抗を考慮
して表わすと第８図（ｂ）に示すようになり、ｆ＝０の
時は通常のｆの場合のπ倍となり、Ａ点の周波数はトラ
ンジスタの熱時定数で定り、数比程度（２〜３七）とな
る。
ＰＷＭ制御した場合の出力電圧特性は第８図（ａ）に示
すようになり、トランジスタに流れる平均電流は出力電
圧の制御率に比例するので、トランジスタのオン損失は
第８図（ａ）に示すＶと第８図（ｂ）に示す工との積と
なって第８図（Ｃ）に示すようになる。
すようになり、トランジスタに流れる平均電流は出力電
圧の制御率に比例するので、トランジスタのオン損失は
第８図（ａ）に示すＶと第８図（ｂ）に示す工との積と
なって第８図（Ｃ）に示すようになる。
一般にトランジスタの損失はオン損失とスイッチング損
失の和となるので、次にスイッチング損失について説明
する。
失の和となるので、次にスイッチング損失について説明
する。
スイッチング損失はピーク電流に比例するので第８ｖ４
（ｄ）に示すように、第８図（ｂ）と同様な特性を示す
。
（ｄ）に示すように、第８図（ｂ）と同様な特性を示す
。
オン損失とスイッチング損失との比は、使用するパワー
素子（トランジスタ）の特性とスイッチング周波数とに
よって決まるが、一般に経済的な選定ではスイッチング
損失をオン損失の２倍程度に選んでいる。
素子（トランジスタ）の特性とスイッチング周波数とに
よって決まるが、一般に経済的な選定ではスイッチング
損失をオン損失の２倍程度に選んでいる。
第８図（ａ）はスイッチング損失をオン損失の２倍と仮
定した場合のインバータ周波数ｆと全損失との関係を示
しており、ｒＭから明らかなようにインバータ周波数ｆ
が零附近で急激に全損失が増加する。
定した場合のインバータ周波数ｆと全損失との関係を示
しており、ｒＭから明らかなようにインバータ周波数ｆ
が零附近で急激に全損失が増加する。
スイッチング損失を低下させるためには、キャリヤ周波
数ｆｃを下げればよいが、 キャリヤ周波数ｆｃの決定
は一般に負荷に流れるリップル電流に制約される。
数ｆｃを下げればよいが、 キャリヤ周波数ｆｃの決定
は一般に負荷に流れるリップル電流に制約される。
電動機を負荷としたＰＷＭ制御を第７図の単相回路に適
用した場合の等価回路は第９図＜ａ＞のようになり、Ｅ
ｉは直流電源電圧、Ｅ２は電動機誘起電圧、ＳＷはトラ
ンジスタ、Ｌは電動機のイ゛ンダクタンス、Ｄはフリー
ホイーリングダイオードである。
用した場合の等価回路は第９図＜ａ＞のようになり、Ｅ
ｉは直流電源電圧、Ｅ２は電動機誘起電圧、ＳＷはトラ
ンジスタ、Ｌは電動機のイ゛ンダクタンス、Ｄはフリー
ホイーリングダイオードである。
ＳＷがオンしている期間Ｔユの間（Ｅｘ−Ｅａ）／Ｌで
決まるｄｉ／ｄｔで電流が上昇し、 ＳＷがオフすると
−Ｅ、／Ｌで決まるｄｉ／ｄｔで電流が下降する。
決まるｄｉ／ｄｔで電流が上昇し、 ＳＷがオフすると
−Ｅ、／Ｌで決まるｄｉ／ｄｔで電流が下降する。
キャリヤ周波数ｆ０を一定とすると（’ｒ ｔ ＋ Ｔ
ｘ ）は一定であり、電流リップルへ工はΔＩ＝ｋ・Ｅ
Ｅ−Ｅ、には定数）であたえられ、第９Ｅ。
ｘ ）は一定であり、電流リップルへ工はΔＩ＝ｋ・Ｅ
Ｅ−Ｅ、には定数）であたえられ、第９Ｅ。
図（Ｃ）の実線で示すようになる。
実際の回路では負荷に抵抗分が存在するので第９図（Ｃ
）の破線で示すようなリップル電流となり。
）の破線で示すようなリップル電流となり。
実際に使用される出力電圧はａ ＝ ｂの範囲となる。
第９図（Ｃ）の特性から、出力電圧を低く制御する電動
機の極低速範囲では、 キャリヤ周波数ｆ。
機の極低速範囲では、 キャリヤ周波数ｆ。
を１／３程度迄減少させてもリップル電流は増加しない
ことが分る。
ことが分る。
リップル電流が増加した場合の悪影響としては。
負荷電動機の高調波電流による過熱、電流制御ループに
おけるリップル分増加による制御不具合、リップル電流
分による電動機騒音の増加などがある。
おけるリップル分増加による制御不具合、リップル電流
分による電動機騒音の増加などがある。
本発明は、ＰＷＭ制御のインバータで交流電動機を可変
速駆動するとき、電動機の極低速範囲でもインバータブ
リッジの損失が上昇しないようにし、定格電流を下げな
いで使用できる低損失の交流電動機のＰＷＭ制御装置を
提供することを目的としている。
速駆動するとき、電動機の極低速範囲でもインバータブ
リッジの損失が上昇しないようにし、定格電流を下げな
いで使用できる低損失の交流電動機のＰＷＭ制御装置を
提供することを目的としている。
（１１題を解決するための手段と作用）本発明は、ＰＷ
ＭｆＩＩＪ御によって電動機電流を制御する電流制御ル
ープを備えた交流電動機の制御装置において、電動機速
度を検出し、Ｆ／Ｖ変換器で速度に比例したアナログ量
に変換し、関数変換器を介してインバータ周波数が零に
近い範囲で出力が低下させる関数を発生させ、キャリヤ
周波数制御回路を介してキャリヤ周波数発生器の出力周
波数をインバータ周波数の極低周波数範囲で数分の−に
低下させると共に、関数変換器の出力を電流制御器の出
力に掛算して、キャリヤ周波数の低下に比例して電流制
御ループのゲインを低下させ、これによって電動機速度
が極低速になった範囲でキャリヤ周波数を下げてスイッ
チング損失を低減させると共に、電流制御ループのゲイ
ンを低下させることによってキャリヤ周波数の低下によ
る電流制御の安定性の低下を防止するようにしたもので
ある。
ＭｆＩＩＪ御によって電動機電流を制御する電流制御ル
ープを備えた交流電動機の制御装置において、電動機速
度を検出し、Ｆ／Ｖ変換器で速度に比例したアナログ量
に変換し、関数変換器を介してインバータ周波数が零に
近い範囲で出力が低下させる関数を発生させ、キャリヤ
周波数制御回路を介してキャリヤ周波数発生器の出力周
波数をインバータ周波数の極低周波数範囲で数分の−に
低下させると共に、関数変換器の出力を電流制御器の出
力に掛算して、キャリヤ周波数の低下に比例して電流制
御ループのゲインを低下させ、これによって電動機速度
が極低速になった範囲でキャリヤ周波数を下げてスイッ
チング損失を低減させると共に、電流制御ループのゲイ
ンを低下させることによってキャリヤ周波数の低下によ
る電流制御の安定性の低下を防止するようにしたもので
ある。
（実施例）
本発明の一実施例を第１図に示す、第１図において、従
来の第５図と同一部分は同一番号を付してその説明を省
略しており、さらに主回路部分は全く同一であるので第
１図では省略した６第１図において、速度検出器６を介
して得られたインバータ周波数ｆはＦ／Ｖ変換器８で電
動機速度に比例したアナログＩｋｖに変換され、関数変
換器３１およびキャリヤ周波数制御回路３２を介してキ
ャリヤ周波数発生器３２の発生周波数ｆ０を制御する。
来の第５図と同一部分は同一番号を付してその説明を省
略しており、さらに主回路部分は全く同一であるので第
１図では省略した６第１図において、速度検出器６を介
して得られたインバータ周波数ｆはＦ／Ｖ変換器８で電
動機速度に比例したアナログＩｋｖに変換され、関数変
換器３１およびキャリヤ周波数制御回路３２を介してキ
ャリヤ周波数発生器３２の発生周波数ｆ０を制御する。
一方、関数発生器３１の出力は電流制御器１１．１２゜
１３の出力に掛算器３３．３４．３５を介して掛算され
。
１３の出力に掛算器３３．３４．３５を介して掛算され
。
これによって電流制御ループのゲインを可変調整する。
第２図は関数発生器３１の特性の一例を、横軸を電動機
速度Ｎまたはインバータ周波数ｆ、縦軸を出力電圧とし
て示したもので、この出力に比例してキャリヤ周波数ｆ
０を制御すると共に掛算器３３゜３４、３５を介して電
流制御ループのゲインを変化させ杭 すなわち電動機回転数が極めて低い範囲では。
速度Ｎまたはインバータ周波数ｆ、縦軸を出力電圧とし
て示したもので、この出力に比例してキャリヤ周波数ｆ
０を制御すると共に掛算器３３゜３４、３５を介して電
流制御ループのゲインを変化させ杭 すなわち電動機回転数が極めて低い範囲では。
キャリヤ周波数ｆｃを低下させることによって。
第３図に示すようにスイッチング損失を低減させ、従来
の第８図（ｅ）の場合に比べて全損失が大幅に増加しな
いようにし、これによってインバータの定格電流を大幅
に下げることなく使用することが可能となる。
の第８図（ｅ）の場合に比べて全損失が大幅に増加しな
いようにし、これによってインバータの定格電流を大幅
に下げることなく使用することが可能となる。
なお、キャリヤ周波数を低下させると、電流制御の応答
が低下するので、電流応答が速くなるように調整しであ
る回路では、第２図に示すような特性の関数発生器３１
を介して電流制御ループのゲインを低下させ、安定な電
流制御が行えるようにしている。
が低下するので、電流応答が速くなるように調整しであ
る回路では、第２図に示すような特性の関数発生器３１
を介して電流制御ループのゲインを低下させ、安定な電
流制御が行えるようにしている。
なお、インバータ周波数の高い範囲では電流制御応答を
速くして電流波形を正弦波に近づけており、一方インバ
ータ周波数が低くなると電流応答を多少低下させても電
流波形は悪化しない。
速くして電流波形を正弦波に近づけており、一方インバ
ータ周波数が低くなると電流応答を多少低下させても電
流波形は悪化しない。
また関数発生器３１の出力特性を第４図（ａ）、 ま
たは（ｂ）に示すような特性とし、 キャリヤ周波数ｆ
ｏを零速度附近でステップ状に低下させても同じ効果が
得られる。
たは（ｂ）に示すような特性とし、 キャリヤ周波数ｆ
ｏを零速度附近でステップ状に低下させても同じ効果が
得られる。
また第１図の実施例はアナログ回路で制御する場合につ
いて示しているが、マイコンを使用したディジタル制御
の場合にも適用可能である。
いて示しているが、マイコンを使用したディジタル制御
の場合にも適用可能である。
なお、第１図および第５図では交流電動機を同期電動機
として説明しているが、誘導電動機の場合にも電動機回
転数にすベリ周波数を加算した値をインバータ周波数ｆ
とし、これに対応してキャリヤ周波数１０を制御すれば
よい。
として説明しているが、誘導電動機の場合にも電動機回
転数にすベリ周波数を加算した値をインバータ周波数ｆ
とし、これに対応してキャリヤ周波数１０を制御すれば
よい。
以上説明したように本発明によれば、電動機の電流制御
をＰＷＭで行う交流電動機のＰＷＭ制御装置において、
インバータの出力周波数がスイッチング素子の過渡熱抵
抗の時定数で決まる周波数より低いとき、ＰＷＭのスイ
ッチング周波数をリップル電流が増加しない範囲で低下
させることによって悪影響なくスイッチング損失を減少
させ。
をＰＷＭで行う交流電動機のＰＷＭ制御装置において、
インバータの出力周波数がスイッチング素子の過渡熱抵
抗の時定数で決まる周波数より低いとき、ＰＷＭのスイ
ッチング周波数をリップル電流が増加しない範囲で低下
させることによって悪影響なくスイッチング損失を減少
させ。
これによって低周波数範囲でもインバータ容量を低減す
ることなく使用でき、経済的な電動機制御を実現できる
。
ることなく使用でき、経済的な電動機制御を実現できる
。
またＰＷＭのスイッチング周波数を下げると同時に電流
制御ループのゲインを下げているので。
制御ループのゲインを下げているので。
制御の安定度を損うことなく低損失のＰＷＭ制御が実現
できる。
できる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図〜第４
図は本発明の詳細な説明するための特性図、第５図は従
来のＰＷＭ制御装置の一例を示す回路図、第６図〜第９
図は従来装置の問題点を説明するた゛めの特性図である
。 １・・・直流電源 ２・・・トランジスタブリッジ ３ａ、 ３ｂ、 ３ｃ・・・電流検出器５・・・交流電
動機、 ６・・・速度検出器７・・・速度設定器、
８・・・Ｆ／Ｖ変換器９・・・速度ｆｒＩｉ御器
、 ＩＯ・・・電流基準発生器１１、１２．１３・
・・電流制御器 １４・・・キャリヤ周波数発生器 １５・・・ＰＷＭ制御回路、 ３１・・・関数発生器３
２・・・キャリヤ周波数制御回路 ３３、３４．３５・・・掛算器 （８７３３）代理人弁理士 猪 股 祥 晃（ほか１名
）第１図 第２図 ｆ 第８図 第４図 第７図 一 −一一一令ｆ ｆ（Ｃ）
（ｅ） 第８図 第９図
図は本発明の詳細な説明するための特性図、第５図は従
来のＰＷＭ制御装置の一例を示す回路図、第６図〜第９
図は従来装置の問題点を説明するた゛めの特性図である
。 １・・・直流電源 ２・・・トランジスタブリッジ ３ａ、 ３ｂ、 ３ｃ・・・電流検出器５・・・交流電
動機、 ６・・・速度検出器７・・・速度設定器、
８・・・Ｆ／Ｖ変換器９・・・速度ｆｒＩｉ御器
、 ＩＯ・・・電流基準発生器１１、１２．１３・
・・電流制御器 １４・・・キャリヤ周波数発生器 １５・・・ＰＷＭ制御回路、 ３１・・・関数発生器３
２・・・キャリヤ周波数制御回路 ３３、３４．３５・・・掛算器 （８７３３）代理人弁理士 猪 股 祥 晃（ほか１名
）第１図 第２図 ｆ 第８図 第４図 第７図 一 −一一一令ｆ ｆ（Ｃ）
（ｅ） 第８図 第９図
Claims (1)
- ＰＷＭ制御されるインバータを介して交流電動機に可変
電圧、可変周波数の交流電力を供給し、交流電動機を可
変速駆動する電流制御ループを備えた交流電動機のＰＷ
Ｍ制御装置において、インバータ周波数の低い範囲でＰ
ＷＭ制御のキャリヤ周波数を低減させると共に、電流制
御ループのゲインを低下させる関数発生器を設けたこと
を特徴とする交流電動機のＰＷＭ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12295389A JPH02303390A (ja) | 1989-05-18 | 1989-05-18 | 交流電動機のｐｗｍ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12295389A JPH02303390A (ja) | 1989-05-18 | 1989-05-18 | 交流電動機のｐｗｍ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02303390A true JPH02303390A (ja) | 1990-12-17 |
Family
ID=14848712
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12295389A Pending JPH02303390A (ja) | 1989-05-18 | 1989-05-18 | 交流電動機のｐｗｍ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02303390A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1139561A3 (en) * | 2000-03-29 | 2002-03-06 | Fanuc Ltd | Electric Motor control device |
| US7443132B2 (en) * | 2005-07-28 | 2008-10-28 | Seiko Epson Corporation | Motor control device and method |
-
1989
- 1989-05-18 JP JP12295389A patent/JPH02303390A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1139561A3 (en) * | 2000-03-29 | 2002-03-06 | Fanuc Ltd | Electric Motor control device |
| US6563283B2 (en) | 2000-03-29 | 2003-05-13 | Fanuc Ltd. | Motor control device |
| US7443132B2 (en) * | 2005-07-28 | 2008-10-28 | Seiko Epson Corporation | Motor control device and method |
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