JPS5819169A

JPS5819169A - Ｐｗｍ制御変換器の制御方法

Info

Publication number: JPS5819169A
Application number: JP56115209A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Okuyama; 俊昭奥山
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1981-07-24
Filing date: 1981-07-24
Publication date: 1983-02-04

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明はＰＷＭ制御変換器の制御方法に係シ、特に、負
荷を応答遅れ及び位相遅れ無く制御するに最適なＰＷＭ
制御変換器の制御方法に関する。

近年、Ｑ’ｌ’Ｑ’（Ｑａｔｅ　Ｔｕｒｎ　Ｑｆｆ）サ
イリスタ等の自己消弧形の高周波電力半導体素子が開発
され、電動機駆動用ＰＷＭ制御変換器（インバータ）に
多く用いられている。特にＰＷＭ制御のチョッピング周
波数を従来のサイリスタ式に比べ十分に高めることがで
きるため、出力電流波形を正弦波に近づけることができ
、トルクリプルの少ない優れたシステムが実現される。

ところで、この出力電流にはＰＷＭ制御に由来する高次
高調波成分が含まれており、それにより誘導される電動
機の二次電流成分により損失が増大するという問題があ
った。特にその二次電流成分は高周波なものであるため
、表皮効果により二次巻線回路の実効抵抗が大きくなり
、損失が増大する傾向のあることが知。

られている。　　　　　　　　　　　　　　＼高調波成
分を除去する簡単な方法は、ローパスフィルタを挿入す
ることであるが、周知の如くフィルタは一般にコンデン
サとりアクドルの組合せによって構成されている。この
ために時定数を有し、応答遅れを生じることになり、負
荷制御に制御遅れや位相遅れを生じることになる。

系の応答性および安定性を向上させるためにはフィード
バックループを持つことが必要であるが、高調波除去の
だめにフィルタを用いれば前述の如くフィルタの時定数
により応答遅れが出るという不都合がある。この場合、
フィルタを用いずにフィードバック系を構成した場合に
は、リプルを充分に抑制できない不都合があるばかりで
なく、前述の如く２次巻線回路による損失は減少できな
いという不都合がある。

このように、応答性を高めるにはフィードバック系が必
要であり、高調波による損失を無くすにはフィルタが必
要であるが、かといって両者を単純に組合せることもで
きないというのが従来の現状であった。

本発明の目的は、応答性および効率に優れた制御性のよ
いＰＷＭ制御変換器の制御方法を提供するにある。

本発明は、フィルタによって高調波を除去し、該フィル
タの出力電流と電流指令パターンとの偏差値が所定値範
囲をはずれる毎に変換器（インバータ）の点弧素子をオ
ン・オフ制御するようにしたものである。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。図
に示す例はインバータによって直流を交流に変換する場
合である。

交流電源ＡＣの電力をダイオード整流器１によって直流
電力に変換する。変換された電力は直流リアクトル２お
よび平滑コンデンサ３で構成されるフィルタで平滑され
る。平滑後の直流電力はダイオードおよびＧＴＯサイリ
スタを相数分組合せ“で構成したＰＷＭ制御変換器（イ
ンバータ）４によって交流に変換される。とのＰＷＭ制
御インバータ４の出力は、コンデンサおよびリアクトル
で構成されたフィルタ５で高調波分が除去され、正弦波
として負荷である誘導電動機６に供給される。

誘導電動機６に連結された速度検出器８のアナログ信号
は、速度指令回路７との偏差が演算器９でとられ、速度
偏差増幅器１０で増幅されたのち演算回路１１に送出さ
れる。演算回路１１は増幅器１０より出力される速度偏
差に応じた信号および速度検出器８の出力信号とに基づ
いて電動機電流の指令パターン信号（正弦波信号）を発
生する。

演算回路１１ば、相数に対応した出力信号数を持ち、こ
れらの各信号とフィルタ５より変流器１２゜１３で検出
した負荷電流との偏差を演算器１４゜１５．１６でとり
、比較器１７’、１８．１９の各各に送出する。これら
比較器は、ヒステリシス特性を有し、入力信号が設定値
を越え或いは設定値を越えるときに出力信号を発生する
。比較器１７゜１８．１９の各出力は、ゲートアンプ２
０，２１゜２２の各々に出力され、ゲートアンプ２０〜
２２の各出力信号がＧＴＯサイリスタに対する点弧信号
となり、Ｐ側およびＮ側を交互にターンオンならびにタ
ーンオフさせる。

第２図（ａ）、Φ）ｔ　（Ｃ）、　（ｄ）は第１図の装
置の各部動作波形図である。第２図を参照しながら第１
図の実施例の動作を説明する。ここでは電源系は周知で
あるので説明を省略し、制御系についてのみ説明する。

インバータ４の出力電流ｉは、インバータのＰ側のＧＴ
Ｏサイリスタあるいはダイオードが導通する際に増加し
、また、Ｎ側が導通する際には減少する。このような繰
返しを行うため、出力電流は正弦波電流に増加減少を繰
返す三角波状電流が重畳されたものとなる。出力電流が
リアクトルとコンデンサからなるフィルタ５を通過する
際、その三角波状の高調波分が減衰する。演算回路１１
の出力信号は速度指令信号および実速度に基づいた第２
図（ａ）の如き正弦波信号であり、一方、変流器１２．
１３の各出力は第２図（ｂ）の如く減衰されてはいるが
リプル分（高調波信号）が重畳された正弦波信号である
。これらの信号を入力信号とする演算器（１４〜１６）
の出力は第２図（Ｃ）の如く高調波分のみが偏差として
出力される。

比較器１７〜１９は第３図に示す如きヒステリシス特性
を有しており、そのヒステリシス幅を演算器（１４〜１
６）の出力信号が越える（正、負いずれの側においても
）と出力信号（正または負）を発生する。即ち、演算回
路１１からの電流指令パターン信号（Ｕ相）と電流検出
器１２からの電流検出信号（Ｕ相）とが比較され、前者
が後者に比べて所定値以上に犬となる偏差信号が演算器
１４より出力されると、第２図（ｄ）に示す如くサイリ
スタあるいけダイオードがターンオンするように制御し
、逆に前者が後者に比べ所定値以上小となる際において
は、同様にＮ側がターンオンするように制御する。Ｖ相
及びＷ相電流についても同様に制御される。なおＷ相に
ついては、次式の関係に基づき、Ｕ相電流ｉｕ及びＶ相
電流ｉｖがらＷ相電流Ｉｗを求めて電流検出器を一基省
略しである。

ｉｙ　＝　−（ｊｔ＋　＋　ｊｖ　）　　・・・・凹曲
・凹曲・凹曲（１）以上の結果、各相の電動機電流は各
相の電流指令パターン信号に追従するよう制御される。

ところで、前記実施例においては、フィルタ５の出側か
ら電流検出信号を得ているが、フィルタ５の入側から取
出した場合には従来技術で説明し・たと同様の問題を生
じる。フィルタ５の出側から取出すことによシ本発明の
目的が達せられることは前述の通シであるが、いずれの
側から取出すかによる相違を次に列挙する。

ｌ）電動機電流を直接検出制御するため、フィルタによ
る電流の制御遅れ並びに位相遅れを補償でき、電動機電
流を指令パターン信号に遅れなく忠実に制御することが
できる。したがって、電流指令パターン信号に対して遅
れなく電動機のトルクを制御することができること並び
に電流指令パターン信号に対して位相遅れなく電流を制
御できることから、電動機電流の励磁電流成分及びトル
ク作用電流成分を独立に制御する、いわゆるベクトル制
御を精度よく行わせることができる。

２）電動機電流の高調波分は、フィルタの入力側電流に
比べ小さいため、比較器のヒステリシス幅（電流実際値
の電流指令値に対する最大偏差値）は小さく設定でき、
電流制御の精度が向上する。

また、フィルタ５により高調波分が除去されるため、前
述した電動機内部における損矢の発生を低減することが
できる。

第４図は本発明の他の実施例を示すブロック図である。

本実施例は、変換器によって交流から直流を得る場合で
あシ、図中、第１図に用いたと同一部材であるものには
同一符号を用いている。

第４図に示すように、電流検出とフィルタの位置が異な
るほか、速度信号を直流電圧検出値（直流電圧指令）に
変えた点が第１図の実施例と異る点である。即ち、フィ
ルタ５は交流電源ＡＣとＰＷＭ制御変換器４との間に挿
入し、その入側より電流検出信号を得る。一方、速度検
出信号に変え交流電源ＡＣの電圧を電源電圧検出器２３
よシ得た交流電圧信号を演算回路１１に送出する。また
、電圧偏差は、直流電圧指令回路２４の出力信号と電圧
検出器２８による直流出力電圧検出値との偏差を演算器
２５でとり、さらに電圧偏差増幅器２６で所定の増幅を
行って得ている。なお、直流出力側に挿入されているコ
ンデンサ２７は平滑用である。

次に、この回路の動作を説明する。変換器４の交流入力
電流（図示ｉ）は、Ｎ側のＧＴＯサイリスタあるいはダ
イオードが導通する際に増加し、同様にＰ側が導通する
とき減少する。このため、交流入力電流は正弦波電流に
三角波状電流が重畳されたものとなる。交流入力電流が
フィルタ５を通過する際、その三角波状の高調波分が吸
収され交流電源（系統）に伝わる量が減少する。演算回
路１０からの電流指令パターン信号（Ｒ相）と電流検出
器１１により検出した電源電流（Ｒ相）が演算器１４〜
１６にて比較され、前者が後者に比べ所定値以上大とな
る偏差量においては、Ｎ側ＧＴＯサイリスタあるいはダ
イオードがターンオンするように制御され、逆に前者が
後者に比べ所定値以上小となる際においては、同様にＰ
側がターンオンするように制御される。なおＴ相につい
ては、次式の関係に基づき、Ｒ相電流ｉＩＩ及びＳ相電
流１ＢからＴ相電流ｉ丁を求めて電流検出器を省略しで
ある。

”Ｔ＝　　（ＩＲ＋ｌ１ｌ）　　・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）以上
の結果、各相の電源電流は各相の電流指令パターン信号
に追従するよう制御される。

ところで、変換器４の交流入力電流を検出して同様の制
御を行う場合と比較すると、電源電流の高調波分は変換
器の交流入力電流におけるものに比べ小さいため、比較
器のヒステリシス幅は小さく設定できる。そのため、電
流制御の精度が向上して電源電圧に対し電源電流を所定
位相に精度よく制御することができる。したがって、電
源力率を常時１．０に制御することなどが精度よく行え
る。

また、フィルタ５により高調渡分を除去でき、交流電源
系統に及はす高調波の影響を防止することができる。

以上より明らかなように本発明によれば、高調波による
損失を生じることなく制御遅れ及び位相遅れのない応答
性の良い制御を実現できる。

前記実施例においては、誘導電動機を駆動するものにつ
いて述べたが、同期電動機を制御するものへも本発明を
適用して同様の効果が得られる。

その場合、第１図における演算回路１１には、速度検出
信号に代り電動機の回転位置を検出するための位置検出
器の信号が入力され、電動機の誘導起電力に同期した電
流指令パターン信号が取り出される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図（
時、　（ｂ）、　（Ｃ）、　（ｄ）は第１図の実施例の
各部動作波形図、第３図は本発明に係る比較器の動作説
明図、第４図は本発明の他の実施例を示すブロック図で
ある。１・・・ダイオード整流器、２・・・直流リアクトル、
３゜２７・・・平滑コンデン、す、４・・・ＰＷＭ制御
変換器、５・・・フィルタ、６・・・誘導電動機、７・
・・速度指令回路、８・・・速度検出器、９，１４，１
５，１６゜２５・・・演算器、１０・・・速度偏差増幅
器、１１・・・演算回路、１２．１３・・・変流器、１
７，１８．１９・・・比較器、２０，２１．２２・・・
ゲートアンプ、２３・・・電源電圧検出器、２４・・・
直流電圧指令回路、第１図ケ男２図時間− 第３図第牛図

Claims

【特許請求の範囲】

１、指令値と実際値とに基づいて生成される電流指令信
号または電圧指令信号により順変換または逆変換操作を
行って負荷に電力を供給するＰＷＭ制御変換器の制御方
法において、前記ＰＷＭ制御変換器の電源側または負荷
側に設けられたフィルタの非前記ＰＷＭ制御変換器側に
流れる電流検出値と前記指令信号との偏差が予め定めら
れた設定値を越える毎に点弧制御信号を前記ＰＷＭ制御
変換器を構成する開閉素子に印加することを特徴とする
ＰＷＭ制御変換器の制御方法。