JPH02305230A - エコーキャンセラー装置 - Google Patents
エコーキャンセラー装置Info
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- JPH02305230A JPH02305230A JP12687389A JP12687389A JPH02305230A JP H02305230 A JPH02305230 A JP H02305230A JP 12687389 A JP12687389 A JP 12687389A JP 12687389 A JP12687389 A JP 12687389A JP H02305230 A JPH02305230 A JP H02305230A
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- adaptive filter
- signal
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野］
この発明はエコーキャンセラー装置に関するものである
。
。
〔従来の技術〕
第３図は従来のエコーキャンセラー装置の構成を示す図
であり、図において、１は第１のアナログ入力信号であ
り、２３は第１のローパスフィルタ（以下Ｌ Ｐ Ｆと
記す）、２４は第１のアナログ−デジタル変換器（以下
Ａ／Ｄと記す）、８は適応フィルタ、５は適応フィルタ
８の入力である第１のデジタル信号、２５は第１のデジ
タル−アナログ変換器（以下Ｄ／Ａと記す）、２６は第
２のＬ Ｐ Ｆ、１２は第１のアナログ出力信号１．１
３は第２のアナログ入力信号、２７は第３のＬ Ｐ Ｆ
、２８は第２のＡ／Ｄ、１７は適応フィルタ８の入力で
ある第３のデジタル信号、１８は適応フィルタ８の出力
である第４のデジタル信号、２９は第２のＤ／Ａ、３０
は第４のＬ Ｐ Ｆ、２２は第２のアナログ出力である
。
であり、図において、１は第１のアナログ入力信号であ
り、２３は第１のローパスフィルタ（以下Ｌ Ｐ Ｆと
記す）、２４は第１のアナログ−デジタル変換器（以下
Ａ／Ｄと記す）、８は適応フィルタ、５は適応フィルタ
８の入力である第１のデジタル信号、２５は第１のデジ
タル−アナログ変換器（以下Ｄ／Ａと記す）、２６は第
２のＬ Ｐ Ｆ、１２は第１のアナログ出力信号１．１
３は第２のアナログ入力信号、２７は第３のＬ Ｐ Ｆ
、２８は第２のＡ／Ｄ、１７は適応フィルタ８の入力で
ある第３のデジタル信号、１８は適応フィルタ８の出力
である第４のデジタル信号、２９は第２のＤ／Ａ、３０
は第４のＬ Ｐ Ｆ、２２は第２のアナログ出力である
。
ここで、■、ＰＦ２３．ＬＰＦ２６．ＬＰＦ２７゜ＬＰ
Ｆ３０は折り返しノイズ除去用のローパスフィルタであ
る。またＡ／Ｄ２４．Ａ／Ｄ２８はアナログ信号帯域の
２倍のサンプリング周波数ｆｓで駆動されるＡ／Ｄ変換
器、Ｄ／Ａ２５．Ｄ／Ａ２９はサンプリング周波数ｆｓ
’７’駆動されるＤ／Ａ変換器である。適応フィルタ８
ば例えばＩ） Ｓ Ｐなどが用いられる。
Ｆ３０は折り返しノイズ除去用のローパスフィルタであ
る。またＡ／Ｄ２４．Ａ／Ｄ２８はアナログ信号帯域の
２倍のサンプリング周波数ｆｓで駆動されるＡ／Ｄ変換
器、Ｄ／Ａ２５．Ｄ／Ａ２９はサンプリング周波数ｆｓ
’７’駆動されるＤ／Ａ変換器である。適応フィルタ８
ば例えばＩ） Ｓ Ｐなどが用いられる。
第１のアナログ入力信号１はＬＰＦ２３及びＡ／Ｄ２４
を経て、デジタル信号５として適応フィルタ８とＤ／Ａ
２５に入力される。デジタル信号５はＤ／Ａ２５及びＬ
ＰＦ２６を経て第１のアナログ出力信号１２として出力
される。
を経て、デジタル信号５として適応フィルタ８とＤ／Ａ
２５に入力される。デジタル信号５はＤ／Ａ２５及びＬ
ＰＦ２６を経て第１のアナログ出力信号１２として出力
される。
第２のアナログ入力信号１３はＬ Ｐ Ｆ ２７、Ａ／
Ｄ２８を経てデジタル信号１７として適応フィルタ８に
入力される。適応フィルタ８の出力であるデジタル信号
１８はＤ／Ａ２９、ＬＰＦ３０を経て、第２のアナログ
出力信号２２として出力される。
Ｄ２８を経てデジタル信号１７として適応フィルタ８に
入力される。適応フィルタ８の出力であるデジタル信号
１８はＤ／Ａ２９、ＬＰＦ３０を経て、第２のアナログ
出力信号２２として出力される。
ここで第１のアナログ出力信号１２がわずかに第２のア
ナログ入力信号１３にまわり込むとし、このまわり込ん
だ信号成分をもつデジタル信号１７を適応フィルタ８に
て減算（キャンセル）し、デジタル信号１８として出力
するものとする。適応フィルタ８はデジタル信号５より
減算量（キャンセル量）を算出するものとする。
ナログ入力信号１３にまわり込むとし、このまわり込ん
だ信号成分をもつデジタル信号１７を適応フィルタ８に
て減算（キャンセル）し、デジタル信号１８として出力
するものとする。適応フィルタ８はデジタル信号５より
減算量（キャンセル量）を算出するものとする。
以上の構成での装置ではＡ／Ｄ２４．Ａ／Ｄ２８、Ｄ／
Ａ２５．Ｄ／Ａ２９のサンプリング周波数ｆｓとして、
信号帯域の２倍以上の周波数を用いているので、ＬＰＦ
”２３．ＬＰＦ２６．ＬＰ’Ｆ２７、ＬＰＦ３０はサン
プリングによる折り返しノイズを除去するために、ｆｓ
／２の所で急峻に落ちる減衰特性を持つものが要求され
、これは技術的にむずかしく高価なものになり、又信号
帯域の上の部分で位相回転が激しくなり、高域の伝達特
性に問題が生じる。
Ａ２５．Ｄ／Ａ２９のサンプリング周波数ｆｓとして、
信号帯域の２倍以上の周波数を用いているので、ＬＰＦ
”２３．ＬＰＦ２６．ＬＰ’Ｆ２７、ＬＰＦ３０はサン
プリングによる折り返しノイズを除去するために、ｆｓ
／２の所で急峻に落ちる減衰特性を持つものが要求され
、これは技術的にむずかしく高価なものになり、又信号
帯域の上の部分で位相回転が激しくなり、高域の伝達特
性に問題が生じる。
この問題を解決するために、オーバサンプリングの手法
が用いられている。
が用いられている。
第４図はオーバサンプリングを用いた、従来のエコーキ
ャンセラー装置を示すブロック図である。
ャンセラー装置を示すブロック図である。
第４図において、２は第１のＬＰＦ、３は第１のＡ／Ｄ
、４は第１のデジタルフィルタ（以下ＤＦと記す）、９
は第２のＤＦ、１０は第１のＤ／Ａ、１１は第２のＬ
Ｐ Ｆ、１４は第３のＬＰＦ、１５は第２のＡ／Ｄ、１
６は第３のＤＦ、１９は第４のＤＦ、２０は第２のＤ／
Ａ、２１は第４のＬ Ｐ Ｆである。
、４は第１のデジタルフィルタ（以下ＤＦと記す）、９
は第２のＤＦ、１０は第１のＤ／Ａ、１１は第２のＬ
Ｐ Ｆ、１４は第３のＬＰＦ、１５は第２のＡ／Ｄ、１
６は第３のＤＦ、１９は第４のＤＦ、２０は第２のＤ／
Ａ、２１は第４のＬ Ｐ Ｆである。
ここでＬＰＦ２，１１．１．４．２１ばｆｓ／２からｆ
ｓまで緩やかな減衰特性を持つローパスフィルタである
。Ａ／Ｄ３．Ａ／Ｄ １５はサンプリング周波数２ｆｓ
で駆動されるＡ、 ／ Ｄ変換器、Ｄ／Ａｌ Ｏ，Ｄ／
Ａ２０はサンプリング周波数２ｆＳで駆動されるＤ／Ａ
変換器である。ＤＦ４．ＤＦ１６ばＡ／Ｄ３．Ａ／Ｄ
１５のサンプリング周波数２ｆｓをｆＳにダウンさせる
ための位相特性のリニアなデシメーション用のデジタル
フィルタであり、ＤＦ９．ＤＦ１９は入力のサンプリン
グ周波数ｆｓを２ｆｓにアップするための位相特性のリ
ニアなインターポレーション用のデジタルフィルタであ
る。
ｓまで緩やかな減衰特性を持つローパスフィルタである
。Ａ／Ｄ３．Ａ／Ｄ １５はサンプリング周波数２ｆｓ
で駆動されるＡ、 ／ Ｄ変換器、Ｄ／Ａｌ Ｏ，Ｄ／
Ａ２０はサンプリング周波数２ｆＳで駆動されるＤ／Ａ
変換器である。ＤＦ４．ＤＦ１６ばＡ／Ｄ３．Ａ／Ｄ
１５のサンプリング周波数２ｆｓをｆＳにダウンさせる
ための位相特性のリニアなデシメーション用のデジタル
フィルタであり、ＤＦ９．ＤＦ１９は入力のサンプリン
グ周波数ｆｓを２ｆｓにアップするための位相特性のリ
ニアなインターポレーション用のデジタルフィルタであ
る。
３１は適応フィルタで第３図の適応フィルタ８と同様の
演算処理が行え、この演算処理のステップ数が第３図の
適応フィルタ８より多いものきする。
演算処理が行え、この演算処理のステップ数が第３図の
適応フィルタ８より多いものきする。
その他、第３図と同一符号は同一または相当部分である
。
。
以上の構成によれば、減衰特性の緩やがなＬＰＦ２．Ｌ
ＰＦＩＩ、ＬＰＦ１４．ＬＰＦ２１を用いているので、
これらを通過するアナログ信号の位相回転が軽減でき、
又ローパスフィルタ自身の構成を簡略化できる。
ＰＦＩＩ、ＬＰＦ１４．ＬＰＦ２１を用いているので、
これらを通過するアナログ信号の位相回転が軽減でき、
又ローパスフィルタ自身の構成を簡略化できる。
またＡ／Ｄ３．Ａ／Ｄ１５及びＤ／Ａ、ＩＯ，Ｄ／Ａ２
０において通常の２倍のサンプリングレートによるサン
プリングが行われるが、ＤＦ４．ＤＦ １．６により元
のサンプリングレートに戻され、ＤＦ９．ＤＦ１９によ
り元のサンプリングレートを２倍にすることができる。
０において通常の２倍のサンプリングレートによるサン
プリングが行われるが、ＤＦ４．ＤＦ １．６により元
のサンプリングレートに戻され、ＤＦ９．ＤＦ１９によ
り元のサンプリングレートを２倍にすることができる。
第３図、第４図のエコーキャンセラー装置において、あ
る時間でのデジタル信号５のデータをＸとするとき、こ
のデータが第１のアナログ出力信号１２となり第２のア
ナログ入力信号１３にまわり込み、デジタル信号１７と
して適応フィルタ８゜３１にとり込まれる。
る時間でのデジタル信号５のデータをＸとするとき、こ
のデータが第１のアナログ出力信号１２となり第２のア
ナログ入力信号１３にまわり込み、デジタル信号１７と
して適応フィルタ８゜３１にとり込まれる。
Ｘがデジタル信号５として適応フィルタ８，３１に取り
込まれる時刻をＴＸとし、Ｘの成分をもつまわり込んだ
上記のデジタル信号１７が適応フィルタ８，３１に取り
こまれる時刻をＴｘとし、ＤＦ９．ＤＦ１６の処理時間
（遅延量）をＴ１゜Ｔ２とする。
込まれる時刻をＴＸとし、Ｘの成分をもつまわり込んだ
上記のデジタル信号１７が適応フィルタ８，３１に取り
こまれる時刻をＴｘとし、ＤＦ９．ＤＦ１６の処理時間
（遅延量）をＴ１゜Ｔ２とする。
Ｄ／Ａ２５とＤ／Ａ １０、ＬＰＦ２６とＬＰＦｌｌ、
ＬＰＦ２７とＬＰＦ １４、Ａ／Ｄ ２８とＡ／Ｄ１５
での処理時間が同等で適応フィルタ８゜３１での減算量
（キャンセル量）算出から見れば無視できるものである
としたとき、減算量（キャンセル量）算出に必要なデジ
タル信号５のデータ量を第５図（ａ）、第５図（ｂ）に
示す。第５図（ａ）は第３図の装置でのデータ量、第５
図（ｂ）は第４図の装置でのデータ量である。
ＬＰＦ２７とＬＰＦ １４、Ａ／Ｄ ２８とＡ／Ｄ１５
での処理時間が同等で適応フィルタ８゜３１での減算量
（キャンセル量）算出から見れば無視できるものである
としたとき、減算量（キャンセル量）算出に必要なデジ
タル信号５のデータ量を第５図（ａ）、第５図（ｂ）に
示す。第５図（ａ）は第３図の装置でのデータ量、第５
図（ｂ）は第４図の装置でのデータ量である。
上述のような条件では第３図の装置において減算量（キ
ャンセル量）の算出に用いられるデジタル信号５のデー
タ量は第５図（ａ）のようにαであるが、第４図の装置
では減算を行なうのは第５図（ｂ）ではＴ、＋Ｔ２後で
あるため適応フィルタ３１ではα＋βのデータ量の演算
処理を行わねばならない。従って、適応フィルタ３１は
適応フィルタ８よりβ量だけ多くの演算処理が行えるも
のが用いられる。
ャンセル量）の算出に用いられるデジタル信号５のデー
タ量は第５図（ａ）のようにαであるが、第４図の装置
では減算を行なうのは第５図（ｂ）ではＴ、＋Ｔ２後で
あるため適応フィルタ３１ではα＋βのデータ量の演算
処理を行わねばならない。従って、適応フィルタ３１は
適応フィルタ８よりβ量だけ多くの演算処理が行えるも
のが用いられる。
従来のエコーキャンセラー装置は以上のように構成され
ており、オーバサンプリングのためにデジタルフィルタ
を使用した場合、第５図（ｂ）に示すようにＴ、、Ｔ２
が大きく、適応フィルタが演算処理するべきデータ量が
多くなるため、適応フィルタが大規模なものか又は適応
フィルタを複数個用いなりればならないという問題点が
あった。
ており、オーバサンプリングのためにデジタルフィルタ
を使用した場合、第５図（ｂ）に示すようにＴ、、Ｔ２
が大きく、適応フィルタが演算処理するべきデータ量が
多くなるため、適応フィルタが大規模なものか又は適応
フィルタを複数個用いなりればならないという問題点が
あった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、デジタルフィルタを用い、オーバーサンプリ
ングを行いながら、適応フィルタでの演算処理を少なく
し小規模の適応フィルタにて回路を実現できるエコーキ
ャンセラー装置を得ることを目的とする。
たもので、デジタルフィルタを用い、オーバーサンプリ
ングを行いながら、適応フィルタでの演算処理を少なく
し小規模の適応フィルタにて回路を実現できるエコーキ
ャンセラー装置を得ることを目的とする。
［課題を解決するための手段〕
この発明に係るエコーキャンセラー装置は、適応フィル
タに入力される信号を遅延する遅延回路を設けたもので
ある。
タに入力される信号を遅延する遅延回路を設けたもので
ある。
また、この発明は第１のインターポレーション用デジタ
ルフィルタ、第１のＤ／Ａ変換器、第２のローパスフィ
ルタを削除し、上記第２のローパスフィルタの出力のか
わりに第１のローパスフィルタの入力をそのまま第１の
アナログ出力信号として出力するものとし、上記第１の
デシメーション用デジタルフィルタの出力をそのまま適
応フィルタに入力し該入力された第１のデシメーション
用デジタルフィルタの出力より上記第３のローパスフィ
ルタの入力にまわり込んだ上記第１のアナログ出力信号
成分を減算するための減算量（キャンセル量）を算出す
るようにしたものである。
ルフィルタ、第１のＤ／Ａ変換器、第２のローパスフィ
ルタを削除し、上記第２のローパスフィルタの出力のか
わりに第１のローパスフィルタの入力をそのまま第１の
アナログ出力信号として出力するものとし、上記第１の
デシメーション用デジタルフィルタの出力をそのまま適
応フィルタに入力し該入力された第１のデシメーション
用デジタルフィルタの出力より上記第３のローパスフィ
ルタの入力にまわり込んだ上記第１のアナログ出力信号
成分を減算するための減算量（キャンセル量）を算出す
るようにしたものである。
この発明においては、適応フィルタに入力される信号を
遅延する遅延回路を設けた構成としたから、適応フィル
タでの演算処理を少なくでき、小規模の適応フィルタに
て回路を実現できる。
遅延する遅延回路を設けた構成としたから、適応フィル
タでの演算処理を少なくでき、小規模の適応フィルタに
て回路を実現できる。
また、この発明においては、第１のインターポレーショ
ン用デジタルフィルタ１第１のＤ／Ａ変換器、第２のロ
ーパスフィルタを削除し、上記第２のローパスフィルタ
の出力のかわりに第１のローパスフィルタの入力をその
まま第１のアナログ出力信号として出力するものとし、
上記第１のデシメーション用デジタルフィルタの出力を
そのまま適応フィルタに入力し該入力された第１のデシ
メーション用デジタルフィルタの出力より上記第３のロ
ーパスフィルタの入力にまわり込んだ上記第１のアナロ
グ出力信号成分を減算するための減算量（キャンセル量
）を算出するようにしたからさらに簡学な構成で適応フ
ィルタでの演算処理を少なくできるエコーキャンセラー
装置を実現できる。
ン用デジタルフィルタ１第１のＤ／Ａ変換器、第２のロ
ーパスフィルタを削除し、上記第２のローパスフィルタ
の出力のかわりに第１のローパスフィルタの入力をその
まま第１のアナログ出力信号として出力するものとし、
上記第１のデシメーション用デジタルフィルタの出力を
そのまま適応フィルタに入力し該入力された第１のデシ
メーション用デジタルフィルタの出力より上記第３のロ
ーパスフィルタの入力にまわり込んだ上記第１のアナロ
グ出力信号成分を減算するための減算量（キャンセル量
）を算出するようにしたからさらに簡学な構成で適応フ
ィルタでの演算処理を少なくできるエコーキャンセラー
装置を実現できる。
［実施例〕
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第１図は本発明の一実施例によるエコーキャンセラー装
置の構成を示すブロック図であり、図において、第３図
、第４図と同一符号を付したものは同−又は相当部分を
示す。６は遅延回路で、入力信号を遅延させて出力する
。７は遅延回路の出力である第２のデジタル信号である
。
置の構成を示すブロック図であり、図において、第３図
、第４図と同一符号を付したものは同−又は相当部分を
示す。６は遅延回路で、入力信号を遅延させて出力する
。７は遅延回路の出力である第２のデジタル信号である
。
第１図において、アナログ入力信号ｌはＬ Ｉ） Ｆ２
）Ａ／Ｄ３．’ＤＦ４を経てデジタル信号５として遅延
回路６とＤＦ９に入力される。デジタル信号５は遅延回
路６を経て、デジタル信号７として適応フィルタ８に入
力される。デジタル信号５はＤＦ９．Ｄ／ＡＩＯ，ＬＰ
ＦＩＩを経てアナログ出力信号１２として出力される。
）Ａ／Ｄ３．’ＤＦ４を経てデジタル信号５として遅延
回路６とＤＦ９に入力される。デジタル信号５は遅延回
路６を経て、デジタル信号７として適応フィルタ８に入
力される。デジタル信号５はＤＦ９．Ｄ／ＡＩＯ，ＬＰ
ＦＩＩを経てアナログ出力信号１２として出力される。
アナログ入力信号１３はＬＰＦ１４．Ａ／Ｄｉ５、ＤＦ
１６を経て、デジタル信号１７として適応フィルタ８に
入力される。適応フィルタ８の出力であるデジタル信号
１８はＤＦ１９．Ｄ／Ａ２０、ＬＰＦ２１を経てアナロ
グ出力信号２２として出力される。ここでアナログ信号
１２がわずかにアナログ入力信号１３にまわり込むとし
、このまわり込んだ信号成分をもつデジタル信号１７を
適応フィルタ８にて減算（キャンセル）し、デジタル信
号１８として出力するものとする。適応フィルタ８はデ
ジタル信号７より減算量（キャンセル量）を算出するも
のとする。ＤＦ９．ＤＦ１６での処理時間（遅延時間）
をＴ、、Ｔ２とするとき、遅延回路６での遅延時間はＴ
、→−Ｔ２であるとする。 “ 以上の構成によれば従来例でＸが遅延回路６によりＴ、
＋７２遅延され、デジタル信号７として、Ｘの成分をも
つデジタル信号１７と同じタイミングで適応フィルタ８
に取りこまれ、適応フィルタ８での減算量（キャンセル
量）算出に必要なデータ量は第５図（ａ）と等価になり
、適応フィルタ８での演算処理は第４図の適応フィルタ
３１より少なくてすむことになる。
１６を経て、デジタル信号１７として適応フィルタ８に
入力される。適応フィルタ８の出力であるデジタル信号
１８はＤＦ１９．Ｄ／Ａ２０、ＬＰＦ２１を経てアナロ
グ出力信号２２として出力される。ここでアナログ信号
１２がわずかにアナログ入力信号１３にまわり込むとし
、このまわり込んだ信号成分をもつデジタル信号１７を
適応フィルタ８にて減算（キャンセル）し、デジタル信
号１８として出力するものとする。適応フィルタ８はデ
ジタル信号７より減算量（キャンセル量）を算出するも
のとする。ＤＦ９．ＤＦ１６での処理時間（遅延時間）
をＴ、、Ｔ２とするとき、遅延回路６での遅延時間はＴ
、→−Ｔ２であるとする。 “ 以上の構成によれば従来例でＸが遅延回路６によりＴ、
＋７２遅延され、デジタル信号７として、Ｘの成分をも
つデジタル信号１７と同じタイミングで適応フィルタ８
に取りこまれ、適応フィルタ８での減算量（キャンセル
量）算出に必要なデータ量は第５図（ａ）と等価になり
、適応フィルタ８での演算処理は第４図の適応フィルタ
３１より少なくてすむことになる。
第２図は本発明の他の実施例の構成を示す図であり、図
において、第１図と同符号を付したものは同−又は相当
部分を示す。第２図において、第１のアナログ入力信号
１はそのまま第１のアナログ出力信号１２となり又ＬＰ
Ｆ２に入力され、Ａ／Ｄ３．ＤＦ４を経てデジタル信号
５として適応フィルタ８に入力される。第２のアナログ
入力信号１３はＬ））Ｆ １４． Ａ’／Ｄ １５．
ＤＦ １６を経てデジタル信号１７として適応フィルタ
８に入力され、適応フィルタ８の出力はデジタル信号１
８としてＤＦＩ９．Ｄ／Ａ２０．ＬＰＦ２１を経て第２
のアナログ出力信号２２として出力される。
において、第１図と同符号を付したものは同−又は相当
部分を示す。第２図において、第１のアナログ入力信号
１はそのまま第１のアナログ出力信号１２となり又ＬＰ
Ｆ２に入力され、Ａ／Ｄ３．ＤＦ４を経てデジタル信号
５として適応フィルタ８に入力される。第２のアナログ
入力信号１３はＬ））Ｆ １４． Ａ’／Ｄ １５．
ＤＦ １６を経てデジタル信号１７として適応フィルタ
８に入力され、適応フィルタ８の出力はデジタル信号１
８としてＤＦＩ９．Ｄ／Ａ２０．ＬＰＦ２１を経て第２
のアナログ出力信号２２として出力される。
ここで第１のアナログ出力信号１２がわずかに第２のア
ナログ入力信号１３にまわり込むとし、このまわり込ん
だ信号成分をもつデジタル信号１７を適応フィルタ８に
て減算（キャンセル）し、デジタル信号１８として出力
するものとする。適応フィルタ８はデジタル信号５より
減算量（キャンセル量）を算出するものとする。
ナログ入力信号１３にまわり込むとし、このまわり込ん
だ信号成分をもつデジタル信号１７を適応フィルタ８に
て減算（キャンセル）し、デジタル信号１８として出力
するものとする。適応フィルタ８はデジタル信号５より
減算量（キャンセル量）を算出するものとする。
ここで、ＤＦ４とＤＦＩ６での遅延量を同じとすれば第
１のアナログ入力信号１がＬＰＦ２．Ａ／Ｄ３．ＤＦ４
を経てデジタル信号５七しで適応フィルタ８に入力され
るのと第１のアナログ入力信号１が第１のアナログ出力
信号１２として第２のアナログ入力信号１３にまわり込
み、ＬＰＦ １４、Ａ／ＤＩ ５．ＤＦＩ ６を経てデ
ジタル信号１７として適応フィルタ８に入力されるのと
は、同じタイミングになる。
１のアナログ入力信号１がＬＰＦ２．Ａ／Ｄ３．ＤＦ４
を経てデジタル信号５七しで適応フィルタ８に入力され
るのと第１のアナログ入力信号１が第１のアナログ出力
信号１２として第２のアナログ入力信号１３にまわり込
み、ＬＰＦ １４、Ａ／ＤＩ ５．ＤＦＩ ６を経てデ
ジタル信号１７として適応フィルタ８に入力されるのと
は、同じタイミングになる。
このため本実施例によれば適応フィルタ８の演算量を第
１図の実施例と同じにすることができ、第１図の実施例
と同様の効果が得られる。
１図の実施例と同じにすることができ、第１図の実施例
と同様の効果が得られる。
以上のように、この発明によれば、オーバーサンプリン
グを行なうためにデジタルフィルタを設け、これにより
、ローパスフィルターを簡略化でき、ローパスフィルタ
を通過するアナログ信号の位相回転を軽減でき、又オー
バーサンプリングを行なうことのできるエコーキャンセ
ラー装置において、まわり込み信号成分の適応フィルタ
への入力と減算量算出のためのデジタル信号の適応フィ
ルタへの入力の時間差をなくす構成としたから、適応フ
ィルタでの演算処理を軽減でき、小規模の適応フィルタ
にて装置を実現できる効果がある。
グを行なうためにデジタルフィルタを設け、これにより
、ローパスフィルターを簡略化でき、ローパスフィルタ
を通過するアナログ信号の位相回転を軽減でき、又オー
バーサンプリングを行なうことのできるエコーキャンセ
ラー装置において、まわり込み信号成分の適応フィルタ
への入力と減算量算出のためのデジタル信号の適応フィ
ルタへの入力の時間差をなくす構成としたから、適応フ
ィルタでの演算処理を軽減でき、小規模の適応フィルタ
にて装置を実現できる効果がある。
第１図は本発明の一実施例によるエコーキャンセラー装
置を示すブロック図、第２）特許請求の範囲第２項の一
実施例を示すブロック図、第３図は従来例を示すブロッ
ク図、第４図は第３図の装置にオーバーサンプリングの
手法を加えたもののブロック図、第５図は第３図、第４
図の装置における減算量算出に必要なデータ量を示す図
である。 １・・・アナログ入力信号１．２・・・ＬＰＦＩ、３・
・・Ａ／ＤＩ、４・・・ＤＦＩ、５・・・デジタル信号
１．６・・・遅延回路、７・・・デジタル信号２．８・
・・適応フィルター、９ ・Ｄ Ｆ ２．１０−Ｄ／Ａ
１．１．１ ・ＬＰＦ２．１２・・・アナログ出力信
号１．１３・・・アナログ入力信号２．１４・・・ＬＰ
Ｆ３．１５・・・Ａ／Ｄ２．１６・・・ＤＦ３．１７・
・・デジタル信号３．１８・・・デジタル信号４．１９
・・・ＤＦ４．２ｏ・・・Ｄ／Ａ２．２１・・・ＬＰＦ
４．２２・・・アナログ出力信号２゜なお図中同一符号
は同−又は相当部分を示す。
置を示すブロック図、第２）特許請求の範囲第２項の一
実施例を示すブロック図、第３図は従来例を示すブロッ
ク図、第４図は第３図の装置にオーバーサンプリングの
手法を加えたもののブロック図、第５図は第３図、第４
図の装置における減算量算出に必要なデータ量を示す図
である。 １・・・アナログ入力信号１．２・・・ＬＰＦＩ、３・
・・Ａ／ＤＩ、４・・・ＤＦＩ、５・・・デジタル信号
１．６・・・遅延回路、７・・・デジタル信号２．８・
・・適応フィルター、９ ・Ｄ Ｆ ２．１０−Ｄ／Ａ
１．１．１ ・ＬＰＦ２．１２・・・アナログ出力信
号１．１３・・・アナログ入力信号２．１４・・・ＬＰ
Ｆ３．１５・・・Ａ／Ｄ２．１６・・・ＤＦ３．１７・
・・デジタル信号３．１８・・・デジタル信号４．１９
・・・ＤＦ４．２ｏ・・・Ｄ／Ａ２．２１・・・ＬＰＦ
４．２２・・・アナログ出力信号２゜なお図中同一符号
は同−又は相当部分を示す。
Claims (2)
- （１）それぞれ第１、第３のローパスフィルタを介して
入力される第１、第２のアナログ入力信号をそれぞれデ
ジタル信号化する第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、 該第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力側にそれぞれ設けら
れた第１、第２のデシメーション用デジタルフィルタと
、 上記第１のデシメーション用デジタルフィルタの出力が
第１のインターポレーション用デジタルフィルタを介し
て入力される第１のＤ／Ａ変換器と、 該第１のＤ／Ａ変換器の出力が入力され第１のアナログ
出力信号を出力する第２のローパスフィルタと、 上記第２のデシメーション用デジタルフィルタの出力が
入力される適応フィルタと、 該適応フィルタの出力が第２のインターポレーション用
デジタルフィルタを介して入力される第２のＤ／Ａ変換
器と、 該第１のＤ／Ａ変換器の出力が入力され第１のアナログ
出力信号を出力する第４のローパスフィルタと、 上記第１のデシメーション用デジタルフィルタの出力を
、該出力が上記第１のインターポレーション用デジタル
フィルタ、第１のＤ／Ａ変換器、第２のローパスフィル
タを経て第３のローパスフィルタの入力にまわり込み、
第２のＡ／Ｄ変換器、第２のデシメーション用デジタル
フィルタを経て適応フィルタに入力されるまでに要する
時間分遅延させ上記適応フィルタに入力させる遅延回路
とを備え、 上記適応フィルタは該入力より上記第３のローパスフィ
ルタの入力にまわり込んだ上記第１のアナログ出力信号
成分を減算するための減算量（キャンセル量）を算出す
るものであることを特徴とするエコーキャンセラー装置
。 - （２）特許請求の範囲第１項のエコーキャンセラー装置
より、上記第１のインターポレーション用デジタルフィ
ルタ、第１のＤ／Ａ変換器、第２のローパスフィルタ、
及び遅延回路を削除し、上記第２のローパスフィルタの
出力のかわりに第１のローパスフィルタの入力をそのま
ま第１のアナログ出力信号として出力するものとし、上
記第１のデシメーション用デジタルフィルタの出力はそ
のまま適応フィルタに入力され、上記適応フィルタは該
入力された第１のデシメーション用デジタルフィルタの
出力より上記第３のローパスフィルタの入力にまわり込
んだ上記第１のアナログ出力信号成分を減算するための
減算量（キャンセル量）を算出することを特徴とするエ
コーキャンセラー装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12687389A JPH02305230A (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | エコーキャンセラー装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12687389A JPH02305230A (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | エコーキャンセラー装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02305230A true JPH02305230A (ja) | 1990-12-18 |
Family
ID=14945956
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12687389A Pending JPH02305230A (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | エコーキャンセラー装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02305230A (ja) |
-
1989
- 1989-05-19 JP JP12687389A patent/JPH02305230A/ja active Pending
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