JPH02307384A - 電動機の速度制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ディジタル式位置検出器を用いた、電動機の
速度制御装置に関する。

〔従来の技術〕

ロボット、数値制御工作機などの制御装置では、駆動用
電動機にディジタル式位置検出器のみを用いて、これに
より位置制御系のマイナーループ制御系として速度制御
を実行する場合が多い。また、電動機の速度制御におい
ても、アナログ形に比べ信号伝送が容易でドリフト等の
影響を受けにくいディジタル式位置検出器を用い、これ
により速度検出して速度制御を実行する方式が多く発表
されている。通常、電動機制御用ディジタル式位置検出
器としては、インクリメンタル形エンコーダが用いられ
る。

このような、ディジタル式位置検出器からの速度検出に
は、位置検出器からの出力信号の時間間隔の逆数により
求める方法、あるいは所定の周期毎の位置検出信号のパ
ルス数により演算する方法などが知られている。いずれ
の場合でも、高速状態では、位置検出器からの出力信号
の時間間隔が短く、また、所定の周期毎に十分な数の位
置検出信号が得られるので、検出遅れが少なく精度のよ
い速度検出値が得られる。しかし、低速状態では。

位置検出器の出力信号が変化する時間間隔が延びるため
速度検出遅れが増加し、また、所定の周期毎に位置検出
器の出力信号が変化せず速度検出できない場合もある。

特に位置検出器の分解能が低いとき、この影響は顕著と
なる。

このような問題点を解決する方法として、特開昭６１−
３０９８４号公報にあるように、駆動特性を表わすモデ
ルを構成し、位置検出器からの出力信号が得られる毎に
演算した速度検出値と電動機の駆動トルク検出値とから
位置検出値が変化しない区間での瞬時速度を推定して制
御する方式が知られている。ここで、速度の推定は駆動
トルク検出値を加速トルク成分と負荷トルク成分とに分
離し、前者を慣性モーメント値で割って積分することで
実行される。このため、負荷トルク成分を推定する必要
があるが、従来技術では、位置検出器からの速度検出値
と速度推定値との偏差の比例積分により負荷トルクを推
定している。これにより比例積分補償のバンド幅の逆数
で決まる応答時定数で負荷トルクを漸近的に推定できる
。この負荷トルク推定値と駆動トルク検出器とから瞬時
速度を推定することで速度検出遅れを減少させている。

〔発明が解決しようとする課題〕

このとき、上記従来技術では、負荷トルクを応答よく推
定するためには、比例積分補償定数を大きくとる必要が
ある。しかし、実際の駆動系は共振特性を示したり、非
線形な摩擦特性やがたによるバックラッシュなどが存在
する。このため、速度推定値と位置検出器から演算した
速度検ＢＳ値との偏差から負荷トルクを推定する方式で
は、特に位置検出器の出力信号の間隔が長くなったとき
、実際の駆動特性と速度推定モデルとの違いにより負荷
トルク推定系が不安定になる場合がある。このため、負
荷トルクを推定するための比例積分補償定数を十分に高
く設定できず、速度推定値を用いて速度制御したとき、
負荷外乱による速度変動が大きくなるなどの問題点があ
った。

本発明の目的は１位置検出器からの出力信号の時間間隔
が長くなるような低速状態でも安定に負荷トルクを演算
することで、低速状態でも速度変動の小さい制御性能を
達成することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、位置検出器からの出力信号
毎に演算される速度検出値の時間変化から平均的な加速
度を演算する手段を設け、この加速度の演算値と電動機
発生トルクの計測値とから平均的な負荷トルクを演算す
ることにより、位置検出器からの出力信号の時間間隔が
長くなった場合でも安定に負荷トルクを求めるようにし
たものである。この負荷トルク演算値と電動機発生トル
クの計測値とから位置検出器の出力信号が変化しない区
間の電動機速度を推定することで低速時でも安定で応答
のよい速度制御を達成する。

また、速度検出値と速度推定値との偏差の比例積分によ
り負荷トルクを推定する方式において、位置検出器の出
力信号の時間間隔が長くなる低速状態では負荷トルクを
推定するための比例積分定数を位置検出器の時間間隔に
応じて可変とする手段を設けることで、低速時でも安定
性を保って負荷トルクおよび電動機速度を推定するもの
である。

〔作用〕

位置検出器の出力信号の変化時点毎に演算される速度検
出値の前回検出値と今回検出値との差分により、この間
の平均的な加速度が演算される。

この加速度とこの区間の発生トルクの平均値とから平均
的な負荷トルクを演算する。これにより。

位置検出信号が得られる毎に、その２回前の位置検出信
号までの区間の平均負荷トルクが求まる。

このため、速度検出値と速度推定値との偏差の比例積分
により、漸近的に負荷トルクを推定する方式に比べ、よ
り精度よく演算できる。この負荷トルク演算値を用い、
位置検出信号が得られない区間の速度推定を実行するの
で、低速時でも負荷外乱に対し速度変動の小さい速度制
御系を構成できる。

また、速度検出値と速度推定値との偏差の比例積分によ
り負荷トルクを推定する方式において、位置検出信号の
時間間隔が長くなるに従い、負荷トルク推定の比例積分
定数を小さくすることで。

漸近的に負荷トルク推定を実行するループの安定性を回
復し、極低速状態に渡ってより安定な速度制御を実行で
きる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。

第１図における主な構成要素は、電動機の速度制御を実
行するマイクロコンピュータ（以下マイコンと略記）１
．パワーアンプ２．電動機３．負荷機械４であり、電動
機３の速度検出用にディジタル式位置検出器としてイン
クリメンタルエンコーダ（以下、エンコーダと略記）５
を用いている。

電動機電流は電流検出器６により計測され、電流制御回
路７に帰環されてパワーアンプ２の電流制御に用いられ
る。マイコン１は所定の制御周期毎に速度制御処理１０
６が起動され、パワーアンプ２に対する電流指令値を演
算する。この電流指令値はディジタル／アナログ変換器
（以下、Ｄ／Ａ変換器と略記）８でアナログ量に変換さ
れ、電流制御回路７への指令値となる。

一方、エンコーダ５からの出力パルスはカウンタ９で計
数される。また、クロック発生器１０の出力はカウンタ
１１で計数され、エンコーダ５の出力パルス毎にカウン
タ１１の計数値がレジスタ１２にラッチされる。マイコ
ン１はこのカウンタ９の計数値とレジスタ１２のの格納
値を前記速度制御周期毎に取込んで、エンコーダパルス
毎に速度検出処理１０１を実行する。また、電流検出器
６の出力は、電圧／周波数変換器（以下、Ｖ／Ｆ変換器
と略記）１３により電動機電流に対応した周波数のパル
ス列に変換され、これをカウンタ１４で計数することで
電動機電流の累積値を得る。

電動機電流に比例して電動機トルクが発生するので、こ
の電流計測値を電動機発生トルクの計潤値と見做せる。

一方、カウンタ１４の計数値である電動機電流の累積値
は、エンコーダパルス毎にレジスタ１５にラッチされ、
エンコーダパルス間の電動機発生トルクの積分値の演算
に用いら゛れる。

マイコン１は所定の制御周期毎に、レジスタ１５からエ
ンコーダパルス毎にラッチされた電動機発生トルクの累
積値を、カウンタ１４から累積値そのものをそれぞれ取
込み、前者は、電動機発生トルクのエンコーダパルス間
の平均値の演算処理１０２に、後者は制御周期毎の電動
機発生トルクの演算処理１０３に、それぞれ用いられる
。マイコン１では、エンコーダパルス毎に、速度検出処
理１０１の出力と平均発生トルク演算処理１０２の出力
とから、負荷トルク演算処理１０４を実行する。一方、
制御周期毎に、この負荷トルク演算値と瞬時発生トルク
演算処理１０３の出力とから速度推定処理１０５を実行
し、この出力を用いて低速時でも安定で応答のよい速度
制御を達成する。

次に、この動作波形を第２図に示す。ここで、（ａ）は
エンコーダ５の出力パルス、（ｂ）はその計数値、（ｃ
）はエンコーダパルスの時間間隔を計測するためのクロ
ックパルスの計数値と、それをエンコーダパルス毎にラ
ッチした値、（ｄ）はマイコンの速度制御周期のサンプ
リング時点（周期をＴｓとする）、（ｅ）は電動機電流
の検出値、（ｆ）は、その検出値をＶ／Ｆ変換し、その
出力を計数して求めた電動機電流の累積値、及びそれを
エンコーダパルス毎にラッチした値、（ｇ）は、制御周
期毎に電動機電流の累積値を差分して求めた電動機の瞬
時電流計測値をそれぞれ示す。

マイコン１は、第２図（ｄ）に示すサンプリング時点毎
に、カウンタ９．レジスタ１２．カウンタ１４．レジス
タ１５のデータを取込む。いま、サンプリング時点ｉと
ｉ−１の間のｊ時点でエンコーダパルスが得られるとす
る。サンプリング時点主において、［（ｊ−１）〜（ｊ
）］区間の平均速度（ＩＪＩＩ（ｊ）は次式のように演
算される。

・・・（１） ここで、Ｎ（ｊ）が（ｊ−１）〜（ｊ）までのパルスの
時間間隔に対応し、ΔＭ（ｊ）が同区間のエンコーダパ
ルスの変化を表わす。この場合、ΔＭは恒に１となる。

また、ｋｏは速度検出のための変換係数である。

一方、カウンター４の計数値として求まる電動機電流の
累積値工、を、レジスター５でエンコーダパルス毎にラ
ッチした値Ｉｎ（ｊ）をサンプリング時点毎に読み出す
ことにより、［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間の電動機電流
の積分値が次式により演算される。

Δ１．（ｊ）＝１．（ｊ）　−Ｉｊｊ−１）　　　　・
・・（２）また、電動機電流の累積値に対応するカウン
ター４の計数値を、サンプリング時点毎に読出し前回と
の差分をとることにより、サンプリング点間の瞬時電流
ｉ、（ｉ）が次式により演算される。

本発明の実施例では、（１）式で与えられるエンコーダ
パルス毎の速度検出値ｃｖ、（ｊ　）　、　（２）式で
与えられるエンコーダパルス間の電動機電流の累積値Δ
Ｉ　＋ａ（ｊ　）および（３）式の電動機瞬時電流の計
測値ｉ、（ｉ）を用いて、各サンプリング時点の瞬時速
度を推定する。これにより、低速時でも安定で応答のよ
い速度制御を実行することを目的とする。

まず、本発明の原理を第３，４図により説明する。

いま、電動機駆動系のモデルを第３図のようにおく。す
なわち、電動機の発生トルクをτヨ、電動機速度をω、
とじたとき、 ０ｍ（ｔ）＝−（τ、（ｔ）−τｄ（ｔ））　　　　　
・・・（４）とする。ここで、τｄが負荷トルク成分で
あり、駆動系の慣性モーメント値をＪとした。また、・
は時間微分を表わす。なお第３図でＳはラプラス演算子
を表わす、この駆動系モデルを用いれば、負荷トルク成
分τｄは（４）式を変形して、τ、＋（１）＝τ＋＋（
ｔ）−Ｊω、（ｔ）　　　　・・・（５）より演算でき
る。すなわち、電動機の発生トルクτ１および、加速度
ω、が求まり、このときの慣性モーメント値Ｊがわかっ
ていれば、負荷トルクτｄは（５）式より演算できる。

いま、ディジタル式位置検出器からの出力信号が、第４
図に示ように、Ｊ　　２ｔＪ　　１＋Ｊ時点で得られた
とする。

いま、ｊ−１およびｊ時点の瞬時速度が求まったとすれ
ば、（５）式を［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間で積分して
、 ｃ　ｄ（ｊ　）　ｔ　Ｐ（Ｊ　）＝〒Ｊｊ）ｊｐ（ｊ）
−Ｊ（ω、（ｊ）−ω、（ｊ−１））・・・（６） が成立つ。ここで、〒ｄ（ｊ）、Ｔ、（ｊ）はそれぞれ
［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間での負荷トルクおよび電動
機発生トルクの平均値、ｔｐ（ｊ）はこの区間の時間間
隔、ωヨ（ｊ）およびω、（ｊ　−１）はそれぞれ、ｊ
、ｊ−１時点での瞬時速度を表わす。

しかし、ディジタル式位置検出器からの速度検出では、
たかだか、位置検出信号毎の平均速度しか求まらない。

例えば、第４図において、ｊ時点では［（ｊ−１）〜（
ｊ）］区間の平均速度が演算される。いま、［（ｊ　−
２）〜（ｊ　−１）］、　［：（ｊ　−１）〜（ｊ）］
区間での平均速度をそれぞれ、（１１１１（Ｊ−１）　
ｙ　ＣＬ）−（Ｊ）とし、各区間で速度が直線的に変化
していると仮定すると。

・・・（７） が成立つ。ここで、ωｍｃ５２）Ｐ　０ｍ　（ｊｌ　）
　ｒω、（ｊ）はそれぞれ、ｊ−２，ｊ−１，ｊ時点で
の瞬時速度を表わす。（７）式より、［（ｊ−２）〜（
ｊ−１）］　、　　［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間での平
均速度の差分を求めると。

・・・（８） となる。

一方、（６）式を［（ｊ−２）〜（ｊ）］区間に拡張し
て記述すると、 ｖ　ａ（ｊ　　　１　）　ｔ　ｐ（ｊ　　　１　）＋〒
ａ（ｊ　）　ｔ　ｐ（ｊ　）＝ｒｊｊ−１）ｔｐ（ｊ−
１）＋ｔｍ（ｊ）ｔｐ（ｊ）−Ｊ（ω１（ｊ）−ω、（
ｊ−２））　　　　・・・（９）が成立つ。この式の右
辺第２項に（８）式の関係を代入し、負荷トルクτ、が
［（ｊ　−２）〜（ｊ）］区間で一定でその値を７ｄ（
ｊ　）とすると、？　ｄ（ｊ　）（ｔ　ｐ（ｊ　　１　
）＋　ｔ　ｐ（ｊ　））＝〒ｊｊ−１）ｔｐ（ｊ−１）
＋ｒ−（ｊ）ｔｐ（ｊ）−２Ｊ（丁、（ｊ）−丁ｄｊ−
１））　　　・・・（１０）となる。ここで。

ｔａ（ｊ　　　１）ｔｐ（ｊ　　　１）＋ｙａ（ｊ）ｔ
ｐ（Ｊ）会ｒ　Ｊｊ　）（ｔ　ｐ（ｊ　　１　）＋　ｔ
　ｐ（ｊ　））　　・・・（１１）とした。

すなわち、（１０）式より［（ｊ−２）〜（ｊ）］区間
での平均的な負荷トルクｒｄ（ｊ）が求まる。両辺を（
ｔｐ（ｊ　　１）＋ｔｐ（ｊ））で割れば、・・・（１
２） となる。すなわち、（１２）式の右辺第１項は、［（ｊ
−２）〜（ｊ）］区間での電動機発生トルクの平均値で
あり、第２項はこの区間での平均的な加速度に慣性モー
メント値Ｊを掛けたものに相当する。

（１２）式により、位置検出器の出力信号の変化毎に、
２回前の位置検出信号までの区間の平均的な負荷トルク
を演算できる。この負荷トルクの演算値ｔａ（ｊ）と電
動機発生トルクで、（ｔ）とから。

時間ｔでの電動機速度の推定値ω、（ｔ）の時間変化は
、（４）式にＣａ（ｊ）を代入して、次式により与えら
れる。

ここで、５Ｊｔ）は時間ｔにおける速度推定値であり、
含ｍ（ｔ）はその時間微分を表わす。いま、ｊ時点での
速度推定値をω、（ｊ）とすれば、ｊ時点以降の時間１
＋での速度推定値ω、（１１）は、（１３）式をｊ時点
からｔｔ時点まで積分して、・・・（１４） により演算される。ここで、ｊ時点において、［（ｊ−
１）〜（ｊ）］区間での速度推定値の平均値Ｓ、（ｊ）
と位置検出器の出力信号より求めた速度検出値−ｊｊ）
とが一致するように速度推定値を補正すれば、ｔ１時点
の速度推定値？、（１，）は。

次式により演算される。

十’；ｍ（ｊ）＋δｊ（丁、（ｊ）’λ（ｊ））・・・
（Ｉ５） ここで、δ１は、ｊ時点のみで１で他の区間では零とな
る関数であり、位置検出器からの速度検出値が得られる
毎に速度推定値を補正することを表わす。ここで、Ｓヨ
（ｊ）は［（ｊ　−１）〜（ｊ）コ区間の速度推定値の
平均値であり、次式より求まる。

なお、ｔｐ（ｊ）は［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間の時間
を表わす。すなわち、（１２）式により位置検出器の出
力信号毎に負荷トルクの平均値ｔ　Ｆ（ｊ　）を演算し
、これを用いて（１５）式により速度推定値ω、（１＋
）を演算することで、低速時でも速度の検出遅れを短縮
できる。

第１図および第２図に示す実施例において、サンプリン
グ時点ｉでエンコーダパルス５時点での平均速度τ、（
ｊ）とパルス間の電流積分値ΔＩ（ｊ）がそれぞれ（１
）、　（２）式より演算され、また、（３）式によりｉ
時点での電流計測値ｉ　、（ｉ　）が求まる。

平均負荷トルクｒ−（ｊ）は、（１ｚ）式において、・
・・（１７） より求まる。ここで、ｋｌは電流累積値から１−ルク積
分値への変換係数、Ｔ’ｃｉ＋はエンコーダパルス間の
時間計測用のクロックパルスの周期である。

これより、ｔ−（ｊ）は次のように演算される。

（丁ヨ（ｊ）−丁、（ｊ−１）） ・・・（１８） また、サンプリング時点ｉ＋１での速度推定値ωＪｉ＋
１）は、（１４）式を離散時間系に変換して、Ｔｓ ω−（１＋　１　）＝　　　（ｋ　１ｊヨ（ｉ　）　−
ｘ　ａ（ｊ　））＋’；、（ｉ）・・・（１９） により演算される。ここで、ｉヨ（ｉ）は、サンプリン
グ時点毎の電流累積値の差分てあり、（３）式より演算
される。Ｔｓはサンプリング周期である。

また、第２図のように、ｉ−１とｉのサンプリング時点
で、エンコーダパルスからの速度検出値が得られたとき
、速度推定値ω、（ｉ）は、Ｔｓ ；ｍ（ｉ）＝　　　（ｋｔｉｍ（ｉ−１）　−ｔｄ（ｊ
−１））＋ω、（ｉ　−１）＋（ｃ、几（ｊ）’；ｍ（
ｊ））・・・（２０） により演算される。このときのブロック線図を第５図に
示す。

以上述べたように、本実施例によれば、所定のサンプリ
ング周期毎に、エンコーダパルス計測値とエンコーダパ
ルス毎の時間計測値を読出すことでエンコーダパルス毎
の速度検出ができるので、速度検出のサンプリング周期
を短くしなくても精度のよい速度検出ができる。また、
負荷トルクを推定するために必要な電動機発生トルクの
区間平均値は、各サンプリング時点毎のトルク検出値を
積算し、その区間のサンプリング回数で割ることにより
容易に演算できるという利点もある。

本発明の第２の実施例を第６図に示す。本実施例では、
エンコーダパルスが検出された時点ｊでのサンプリング
時点ｉにおいて、エンコーダパルス間の速度推定値の平
均値Ｓ、と、エンコーダパルスからの速度検出値子、ｄ
との偏差にゲインＫ。、を乗じ、これを負荷トルク演算
値に加えて速度推定を実行する。この方式を第６図に示
す。このとき、エンコーダパルスの検出されたサンプリ
ング時点ｊでは、速度推定値ω、（ｉ）は次式により演
算される。

ここで、速度推定値の平均値古ヨ（ｊ）は、により演算
される。

なお、エンコーダパルスが検出されないサンプリング時
点（ｉ＋１とする）では、速度推定値は、第１の実施例
と同様に次式で演算される。

・・・（２３） 本発明によれば、エンコーダパルス間の速度推定値の平
均値曾、（ｊ）を、速度検出値ω、（ｊ）に対して漸近
的に一致させることができる。この閉ループサインＫｏ
は、第６図により、 で与えられる。これより、速度推定のバンド幅を、この
閉ループゲインＫｏ　（ｒａｄ／　ｓ　）に制限できる
。

このため、Ｋｏ　（ｒａｄ／　ｓ　）以上の高周波域で
の雑音を除去した速度推定値ω、（ｉ）を得ることがで
き、より安定な速度推定値を得られるという利点がある
。

また１本発明の第３の実施例として、エンコーダパルス
が得られるｊ時点で平均速度子、（、ｊ）と平均加速度
とが計算されるので、ｊ時点での瞬時速度をｃｖｊｊ）
から外挿により求めることができる。いま、（８）式の
右辺第２項から［（ｊ−２）〜（ｊ）］区間での平均加
速度ａ　、（ｊ　）は、・・・（２５） と見做せる。一方、［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間（時間
間隔ｔｐ（ｊ））で速度が直線的に変化しているとすれ
ば、ｕｓ（ｊ）はその区間の中点の速度に対応する。し
たがって、ｊ時点の瞬時速度の外挿値ω二（ｊ）　　は
、 より計算できる。ｊ時点で速度推定値をω−（ｊ）にプ
リセットすれば、それ以降の速度推定値は・・・（２７
） により推定できる。ここで、ω−（ｊ）は（２６）式よ
り求まる速度外挿値であり、（２６）式の〒１（ｊ）は
（２５）式より計算される平均加速度である。

本実施例によれば、速度推定値ω、（ｉ）をより瞬時速
度に近い値に修正できるので、エンコーダパルスからの
速度検出値の持つ位相遅れを、より改善した速度推定値
が得られる。

以上、位置検出器の出力信号から平均的な加速度を演算
し、これにより負荷トルク成分を推定することで、位置
検出器の出力信号の間隔が長くなった場合でも安定な速
度推定値を得る方法について述べた。一方、従来の速度
推定法の場合でも、位置検出器の出力信号の間隔が長く
なったとき、負荷トルク推定のゲインを小さくすること
で、速度推定値を帰還して制御したときの速度制御特性
を安定化できる。このような、状態オブザーバによる負
荷トルク推定は次のように演算される。前記した方法と
同様に、駆動系特性を（１）式のようにモデル化する。

また、同様に、第２図に示すようにｊ時点で位置検出信
号が得られたとして、それ以降の速度推定値ωｍ（ｔ　
＋）は、・・・（２８） とする。このとき、？’ｄ（ｊ）がｊ時点で求めた負荷
トルク推定値であり、τｄ（ｊ）は、７ｄ（ｊ）＝Ｋｔ
Σ（丁、（ｊ）−７，（ｊ　））＋　Ｋｐ（丁、（ｊ　
）　−’；、（ｊ　））・・・（２９） により演算される。ここで、−−（ｊ）は、前述したよ
うに、ｊ時点で検出した［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間の
平均速度、書、（ｊ）は、同区間での速度推定値ω、（
ｔ）の平均値である。（２９）式の右辺第１項は−［（
ｊ−１）〜（ｊ）］区間での速度検出値と速度推定値と
の誤差を、速度検出毎に積算したものであり積分項に対
応する。また、同様に、第２項は比例項に対応する。ま
た、Ｋｒ、Ｋｐがそれぞれ負荷トルク推定の積分ゲイン
、比例ゲインに対応する。状態オブザーバの理論によれ
ば、Ｋｚ。

Ｋｐで決まる特性で負荷トルクτ−（ｊ　）を推定でき
、これを用いて（２８）式のように、位置検出信号の変
化しない区間の速度Ｓ、（ｔ、）を推定できる。

ここで、負荷トルク推定値で、（ｊ）は、位置検出器の
出力変化毎に漸近的に推定されるため、この位置検出信
号の間隔が長くなると安定に負荷トルク推定ができなく
なる。そこで、本発明の第４の実施例を説明する。すな
わち、（２９）式における推定ゲインＫｌ、Ｋｐを位置
検出信号の間隔の増加に伴い減少させることでより安定
な負荷トルク推定を実行できる。この負荷トルク推定値
を用いて（２８）式により、位置検出信号の得られない
区間の速度推定値が得られる。

また、状態オブザーバにおける負荷トルク推定は、（２
９）式において、比例項のみでも実行できる。

このとき、負荷トルク推定値は、 ？ａ（ｊ　）＝　Ｋｐ（丁、（ｊ）−合ヨ（ｊ））　　
　・・・（３０）により実行できる。この場合でも、同
様に、位置検出信号の間隔が長くなると、推定ゲインＫ
Ｐを大きくとれない。そこで、同様に、位置検出信号の
間隔に応じ推定ゲインを可変とすることで、より安定な
負荷トルク推定を実行できる。

一方、状態オブザーバによる負荷トルク推定では、　（
２９）式に示す負荷トルク推定値のうち、右辺第１項の
積分項が負荷トルク量であり、第２項の比例項は速度推
定値と検出値とのずれをなくすための補正用負荷トルク
成分に対応する。したがって、位置検出信号の得られな
い区間では、（２９）式右辺第１項の負荷トルク量の推
定値のみを用いて速度推定を実行し、位置検出信号が得
られ速度検出値が得られた時点で（２９）式右辺第２項
の速度推定値補正用負荷トルク成分も加えて速度推定す
れば、より安定な速度推定が可能となる。すなわち、（
２９）式の第１項と第２項をそれぞれ↑ａｒ（ｊＬ↑６
ｐ（ｊ）とおく。すなわち。

とする。このとき、位置検出信号の得られたｊ時点では
。

・・・（３２） のように速度推定を実行する。ここで、Ｓｗｒ　（ｊ−
δ）は、ｊ時点より前の速度推定値である。一方、ｊ時
点以降、位置検出信号の得られない区間での速度推定は
。

・・・（３３） より実行する。すなわち、この区間では負荷トルク量の
推定値τｄｔ（ｊ）のみを用いて速度推定を実行する。

また、位置検出信号からの速度検出値を用い、（２５）
式のように、各速度検出値が得られた区間の時間間隔を
考慮に入れて加速度を演算することで、位置検出信号間
の平均値な速度を用いてもより安定に平均的な加速度を
演算できる。この加速度を速度制御系に帰還することで
速度制御性能を高性能化できる。

また、位置検出器の出力信号毎に（１２）式で演算され
る。負荷トルク演算値は、低速時でも安定に演算される
。これを負荷トルク推定値として速度制御系にフィード
フォワード補償することで負荷外乱に対する変動の少な
い速度制御系を構成できる。

また、負荷トルク推定および速度推定には、第１図に恥
動系モデルに基づく場合、電動機発生トルクτ、を検出
する必要がある。通常、電動機の場合、発生トルクτ、
は電動機電流に比例すると考えられるので電動機電流を
検出することで発生トルクτ、は検出できる。また、通
常、速度制御演算の出力であるトルク指令値と電動機発
生トルクとの関係は一次遅れ特性などで近似できる。し
たがって、電動機発生トルクを検出しなくとも、トルク
指令値と一次遅れ特性とで発生トルクを演算でき、これ
を用いて負荷トルクおよび速度推定を実行できる。

また、位置検出器の出力信号から速度検出値を得る方法
として位置検出信号の時間間隔の逆数により求める場合
について述べたが、十分高速に位置検出信号の得られる
状態では所定の周期毎の位置検出信号の数として速度を
演算できる。この速度検出値を用いて、所定の周期毎に
、負荷トルクおよび速度推定を実行する場合も同様に実
行できる。

次に、本発明の第５の実施例を第６図により説明する。

このブロック線図は、状態オブザーバにより負荷トルク
？ｄを推定する方式であり、？６は（２９）式により演
算される。ここで、負荷トルク推定ゲインＫＩ、Ｋｐを
それぞれ２つ設け、速度制御のサンプリング毎に速度検
出できない低速状態で速度検出されたときのゲインをＫ
ｒ、Ｋｐとし、毎サンプリング毎に速度検出される高速
状態ではＫ　■ｈ　、　Ｋ　ｐ　ｈのゲインを用いる。

ここで。

である。このように、速度状態に応じて負荷トルク推定
ゲシンを切換えることで、広い速度状態に渡り安定に速
度推定ができる。

以上述べたように、本実施例によれば、推定ゲインとし
て２つのテーブルを持ち、サンプリング毎に速度検出で
きるかどうかでテーブルを切換えることで推定ゲインを
可変にするのでソフトウェアの負担を増すことなく、推
定ゲインの切替えを実行できる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、位置検出器の出力からの速度検出値の
、出力信号の差分により応答よく平均的な加速度を演算
し、これにより負荷トルク成分を推定するので、低速時
でも安定な負荷トルク推定ができる。これにより、速度
推定することで、低速時の負荷外乱に対しても速度変動
の少ない制御が実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の構成を示すブロック線図、第
２図は本実施例での速度推定のタイミング図、第３図は
本発明の詳細な説明するための即動系モデルのブロック
線図、第４図は位置検出信号のタイミング図、第５図は
第１の実施例における速度推定処理のブロック線図、第
６図は第２の実施例の速度推定処理のブロック線図、第
７図は第３の実施例の速度推定のブロック線図を示す。 １・・・マイクロコンピュータ、３・・・電動機、５・
・・イックリメンタルエンコーダ、６・・・電流検出器
、第２図 （４２１（ｊ−１１（］　） 第３図 ｒｄ 第４図 時間

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電動機と、電動機に機械的に結合されたディジタル
   式位置検出器と、電動機が発生するトルクを検出あるい
   は推定するトルク計測手段とを備え、速度指令信号と速
   度帰還信号とから速度制御演算を実行する電動機の速度
   制御装置において、前記ディジタル式位置検出器の出力
   信号発生時毎に、前記出力信号から速度検出値を演算し
   、前記速度検出値の前回値と今回値から、この間の平均
   的な加速度を演算する加速度演算手段と、前記ディジタ
   ル式位置検出器の出力信号の発生区間の前記電動機の発
   生トルクの平均値と前記加速度演算値とから平均的な負
   荷トルクを推定する手段を設け、前記平均的な負荷トル
   クの推定値と、前記トルク計測手段の計測値とから電動
   機速度を推定し、前記速度推定値を速度帰還信号として
   、速度制御演算を実行する速度演算手段を設けたことを
   特徴とする電動機の速度制御装置。 ２、請求項第１項において、前記電動機のトルク検出値
   を、速度制御演算により求まるトルク指令値から推定す
   ることを特徴とする電動機の速度制御装置。 ３、請求項第１項において、前記電動機速度が十分に高
   いときは、前記位置検出器の出力信号の計数値を、所定
   の周期毎に差分して速度検出値を求めることを特徴とす
   る電動機の速度制御装置。 ４、請求項第１項において、前記位置検出器の出力の変
   化時点では、前記位置検出器の出力変化から演算した速
   度検出値と、前記位置検出器の出力の変化しない区間で
   の速度推定値の平均値との差を、前記位置検出器出力の
   変化時点での速度推定値に加算し、前記加算された速度
   推定値を用いて速度制御演算を実行することを特徴とす
   る電動機の速度制御装置。 ５、請求項第１項において、前記位置検出器の出力の変
   化時点では、前記位置検出器の出力変化から演算した速
   度検出値と、前記位置検出器の出力の変化しない区間で
   の速度推定値の平均値との差を演算し、これに係数を乗
   じた値を負荷トルク演算値に加算して電動機速度を推定
   し、この速度推定値を用いて速度制御演算を実行するこ
   とを特徴とする電動機の速度制御装置。 ６、請求項第１項において、前記位置検出器出力の変化
   時点では、速度検出値の前回値との差分により演算した
   平均加速度と、前記位置検出器出力の変化時点での速度
   検出値とから、該時点での瞬時速度を外挿し、該時点で
   の速度推定値を前記速度外挿値に一致させることを特徴
   とする電動機の速度制御装置。 ７、電動機と、電動機に機械的に結合されたディジタル
   式位置検出器と、電動機が発生しているトルクを検出す
   るトルク検出手段とを備え、速度指令信号と速度帰還信
   号とから速度制御演算を実行するもので、前回の位置検
   出値の変化時点で求めた負荷トルク推定値と電動機のト
   ルク検出値とから電動機速度を推定し、これを用いて速
   度制御を実行するもので、位置検出器の変化毎の速度検
   出値と、位置検出器の出力が変化しない区間での速度推
   定値の平均値との偏差の比例積分により負荷トルクを推
   定するものにおいて、位置検出器の出力変化の時間間隔
   が長いとき負荷トルク推定の比例積分ゲインを減少させ
   ることを特徴とする電動機の速度制御装置。 ８、請求項第７項において、前記位置検出器の変化毎の
   速度検出値と、前記位置検出器の出力が変化しない区間
   での速度推定値の平均値との偏差の比例項により負荷ト
   ルク成分を推定し、前記位置検出器の出力変化の時間間
   隔が長いとき負荷トルク推定の比例ゲインを減少させる
   ことを特徴とする電動機の速度制御装置。 ９、請求項第７項において、前記位置検出器の出力信号
   の変化毎に、該時点での速度検出値と、前記位置検出器
   の出力が変化しない区間での速度推定値の平均値との偏
   差の比例項と積分項との和により負荷トルクを推定する
   もので、前記位置検出器の変化しない区間では、前記負
   荷トルク推定値のうち積分項のみを負荷トルク推定値と
   して速度推定を実行することを特徴とする電動機の速度
   制御装置。 １０、請求項第１項において、前記速度帰還信号に加え
   、前記位置検出器の出力信号の変化時点毎に演算された
   平均的な加速度検出値を速度制御演算のために帰還する
   ことを特徴とする、電動機の速度制御装置。 １１、請求項第１項において、前記位置検出器の出力信
   号の変化毎に演算される平均的な負荷トルク推定値を速
   度制御演算部に帰還することを特徴とする、電動機の速
   度制御装置。 １２、請求項第１項記載の電動機の速度制御装置を用い
   、産業用ロボットの各軸位置サーボ系を構成することを
   特徴とする、産業用ロボットの制御装置。