JPH027276B2 - - Google Patents
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- JPH027276B2 JPH027276B2 JP57115152A JP11515282A JPH027276B2 JP H027276 B2 JPH027276 B2 JP H027276B2 JP 57115152 A JP57115152 A JP 57115152A JP 11515282 A JP11515282 A JP 11515282A JP H027276 B2 JPH027276 B2 JP H027276B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
- H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
- H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
- H02P7/292—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using static converters, e.g. AC to DC
- H02P7/293—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using static converters, e.g. AC to DC using phase control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電動機の制御装置に係り、特にデイジ
タル制御で高速応答を達成するのに好適な電動機
のデイジタル速度制御装置に関する。
タル制御で高速応答を達成するのに好適な電動機
のデイジタル速度制御装置に関する。
マイクロコンピユータを用いて電動機の速度制
御することは良く知られている。
御することは良く知られている。
第１図に直流電動機をマイクロコンピユータで
制御する構成の一例を示す。
制御する構成の一例を示す。
第１図において、直流電動機４はサイリスタ変
換器（電力変換器）３によつて駆動される。交流
電源５から供給される交流電圧はサイリスタ変換
器３で直流電圧に変換され直流電動機４に印加さ
れる。直流電動機４にはインクリメンタルエンコ
ーダ６が機械的に連結されている。エンコーダ６
は電動機４が所定角度回転する毎にパルスを発生
する。カウンタ７はエンコーダ６の出力パルスを
計数し速度Nf（ｎ）を検出する。マイクロコンピ
ユータ１は速度指令Nc（ｎ）と検出値Nf（ｎ）の
偏差に応じた位相制御信号αD（ｎ）をゲートパル
ス発生回路２に加える。ゲートパルス発生回路２
は位相制御信号に応じた点弧位相でサイリスタ変
換器３の点弧制御して電動機４に印加する電圧の
大きさを制御する。位相制御信号αDはサイリスタ
変換器（電力変換器）３の出力電圧を制御する電
圧制御信号となる。
換器（電力変換器）３によつて駆動される。交流
電源５から供給される交流電圧はサイリスタ変換
器３で直流電圧に変換され直流電動機４に印加さ
れる。直流電動機４にはインクリメンタルエンコ
ーダ６が機械的に連結されている。エンコーダ６
は電動機４が所定角度回転する毎にパルスを発生
する。カウンタ７はエンコーダ６の出力パルスを
計数し速度Nf（ｎ）を検出する。マイクロコンピ
ユータ１は速度指令Nc（ｎ）と検出値Nf（ｎ）の
偏差に応じた位相制御信号αD（ｎ）をゲートパル
ス発生回路２に加える。ゲートパルス発生回路２
は位相制御信号に応じた点弧位相でサイリスタ変
換器３の点弧制御して電動機４に印加する電圧の
大きさを制御する。位相制御信号αDはサイリスタ
変換器（電力変換器）３の出力電圧を制御する電
圧制御信号となる。
第１図に示す構成の動作は良く知られているの
で、その動作を簡単に説明する。
で、その動作を簡単に説明する。
マイクロコンピユータ１は第２図のタイムチヤ
ートで示したように、一定周期Ｔ毎に第３図のフ
ローチヤートを実行する。今、ｎ回目の制御時点
だつたとすると、第２図でnTの時点からマイク
ロコンピユータ１は制御演算を実行する。最初に
ステツプ５０でカウンタ７から速度検出値Nf
（ｎ）を取り込む。この値は、（ｎ−１）Ｔの時点
からnT時点の間に入つてきたインクリメンタル
エンコーダ６の出力パルスを数えたものであり、
この時間Ｔ内の平均速度を意味する。次に、ステ
ツプ52でカウンタ７をリセツトし、ステツプ54で
速度指令Nc（ｎ）を取り込む。このようにして取
り込んだ指令Nc（ｎ）と検出値Nf（ｎ）を用いて
速度制御演算を行い、その結果の位相制御信号αD
（ｎ）をゲートパルス発生回路２に設定する。ゲ
ートパルス発生回路２はサイリスタ変換器３を構
成するサイリスタのゲートパルスを発生し、交流
電源５の電圧を電動機４へ印加することによつて
電動機４の速度を制御する。このようなステツプ
50からステツプ58までの処理を時間Ｔ毎に実行
し、その処理時間ΔT後に位相制御信号αD（ｎ）
をゲートパルス発生回路２に設定した処理を終了
する。なお、一定時間のパルス数によつて速度を
検出することは例えば、特開昭54−75516号公報
に記載されている。
ートで示したように、一定周期Ｔ毎に第３図のフ
ローチヤートを実行する。今、ｎ回目の制御時点
だつたとすると、第２図でnTの時点からマイク
ロコンピユータ１は制御演算を実行する。最初に
ステツプ５０でカウンタ７から速度検出値Nf
（ｎ）を取り込む。この値は、（ｎ−１）Ｔの時点
からnT時点の間に入つてきたインクリメンタル
エンコーダ６の出力パルスを数えたものであり、
この時間Ｔ内の平均速度を意味する。次に、ステ
ツプ52でカウンタ７をリセツトし、ステツプ54で
速度指令Nc（ｎ）を取り込む。このようにして取
り込んだ指令Nc（ｎ）と検出値Nf（ｎ）を用いて
速度制御演算を行い、その結果の位相制御信号αD
（ｎ）をゲートパルス発生回路２に設定する。ゲ
ートパルス発生回路２はサイリスタ変換器３を構
成するサイリスタのゲートパルスを発生し、交流
電源５の電圧を電動機４へ印加することによつて
電動機４の速度を制御する。このようなステツプ
50からステツプ58までの処理を時間Ｔ毎に実行
し、その処理時間ΔT後に位相制御信号αD（ｎ）
をゲートパルス発生回路２に設定した処理を終了
する。なお、一定時間のパルス数によつて速度を
検出することは例えば、特開昭54−75516号公報
に記載されている。
ところで、このような電動機速度制御装置には
次のような問題点がある。
次のような問題点がある。
速度検出値Nf（ｎ）は一定時間Ｔの平均値であ
り、制御したい時点、例えば（ｎ−１）Ｔ、nT、
（ｎ＋１）Ｔなどの時点の速度と異なつている。
電動機の速度Ｎが第４図のように直線的に増加し
ている場合にはnT時点で得た速度検出値Nf（ｎ）
はほぼＴ／２前の値となる。このように、制御演
算を開始する時点nTの電動機実速度NR（ｎ）と
検出値Nf（ｎ）とでは大きな差がある。このよう
な違いは、制御系としてフイードバツクにむだ時
間が入つたことになり安定で、かつ応答を高速化
することが難かしくなる。
り、制御したい時点、例えば（ｎ−１）Ｔ、nT、
（ｎ＋１）Ｔなどの時点の速度と異なつている。
電動機の速度Ｎが第４図のように直線的に増加し
ている場合にはnT時点で得た速度検出値Nf（ｎ）
はほぼＴ／２前の値となる。このように、制御演
算を開始する時点nTの電動機実速度NR（ｎ）と
検出値Nf（ｎ）とでは大きな差がある。このよう
な違いは、制御系としてフイードバツクにむだ時
間が入つたことになり安定で、かつ応答を高速化
することが難かしくなる。
本発明の目的は、パルス発生器の出力パルスを
計数して速度検出していても高速応答が達成でき
る電動機のデイジタル速度制御装置を提供するこ
とにある。
計数して速度検出していても高速応答が達成でき
る電動機のデイジタル速度制御装置を提供するこ
とにある。
本発明は一定時間周期の終了時点毎にカウンタ
の計数値に基づく速度検出値を取込み、今回の速
度検出値と前周期の速度検出値の差をほぼ1/2に
した速度差値を今回の速度検出値に加算して速度
推定値を求め、この速度推定値を速度帰還値とし
て速度指令値と比較した速度偏差値に応じて電力
変換器の電圧制御信号を求める。
の計数値に基づく速度検出値を取込み、今回の速
度検出値と前周期の速度検出値の差をほぼ1/2に
した速度差値を今回の速度検出値に加算して速度
推定値を求め、この速度推定値を速度帰還値とし
て速度指令値と比較した速度偏差値に応じて電力
変換器の電圧制御信号を求める。
また、本発明は一定時間周期の終了時点毎にカ
ウンタの計数値に基づく速度検出値を取込み、今
回の速度検出値と前周期の速度検出値の差をほぼ
１／２にした速度差値を今回の速度検出値に加算し
て現時点の速度推定値を求め、今回の周期より以
前の各隣接する周期における速度検出値の速度差
によつて現時点の電動機実速度が速度推定値より
大きくなつているか小さくなつているかを判断
し、隣接する周期における速度検出値の速度差の
大きさに関係する所定量の値を速度検出値に加算
あるいは減算した速度予測値を速度帰還値として
速度指令値と比較した速度偏差値に応じて前記電
力変換器の電圧制御信号を求める。
ウンタの計数値に基づく速度検出値を取込み、今
回の速度検出値と前周期の速度検出値の差をほぼ
１／２にした速度差値を今回の速度検出値に加算し
て現時点の速度推定値を求め、今回の周期より以
前の各隣接する周期における速度検出値の速度差
によつて現時点の電動機実速度が速度推定値より
大きくなつているか小さくなつているかを判断
し、隣接する周期における速度検出値の速度差の
大きさに関係する所定量の値を速度検出値に加算
あるいは減算した速度予測値を速度帰還値として
速度指令値と比較した速度偏差値に応じて前記電
力変換器の電圧制御信号を求める。
現在の制御時点の電動機実速度にほぼ等しい速
度推定値を速度帰還値としているので安定かつ高
速応答の制御を行える。
度推定値を速度帰還値としているので安定かつ高
速応答の制御を行える。
また、本発明においては現時点の電動機実速度
が速度推定値より大きくなつているか小さくなつ
ているかを判断して速度推定値を補正するように
している。電動機速度が曲線上で変化した場合で
も、電動機実速度に近い速度予測値を速度帰還値
としているので安定かつ高速応答の制御を行え
る。
が速度推定値より大きくなつているか小さくなつ
ているかを判断して速度推定値を補正するように
している。電動機速度が曲線上で変化した場合で
も、電動機実速度に近い速度予測値を速度帰還値
としているので安定かつ高速応答の制御を行え
る。
本発明による一実施例のフローチヤートを第５
図に示す。デイジタル速度制御装置の構成は第１
図と同様のものであり、マイクロコンピユータ１
が処理する内容が異なつている。第５図のフロー
チヤートの各ステツプで第３図と同じ数字は同じ
機能の処理を示す。第５図において、第３図と異
なつているところはステツプ70、74の処理が追加
されたことと、ステツプ56の処理のかわりにステ
ツプ72の処理が加わつたことである。
図に示す。デイジタル速度制御装置の構成は第１
図と同様のものであり、マイクロコンピユータ１
が処理する内容が異なつている。第５図のフロー
チヤートの各ステツプで第３図と同じ数字は同じ
機能の処理を示す。第５図において、第３図と異
なつているところはステツプ70、74の処理が追加
されたことと、ステツプ56の処理のかわりにステ
ツプ72の処理が加わつたことである。
ステツプ70では、今回の検出値Nf（ｎ）と前回
までの検出値Nf（ｉ）（ｉ＝１、２、……、ｎ−
１）をもとにしてnT時点の電動機実速度の速度
推定値NR（ｎ）を演算する。電動機４の速度変化
が制御のためのサンプリング周期Ｔよりもゆるや
かであり、第４図のように直線的に加速している
とする。カウンタ７の計数値に基づく速度検出値
Nf（ｎ）は一周期Ｔの平均値であり、nT時点よ
りほぼＴ／２時間だけ前の速度となる。nT時点
の電動機実速度は（ｎ−１）時点とnT時点の速
度差の1/2の値を検出値Nf（ｎ）に加算すること
により推定できる。したがつて、nT時点の速度
推定値NR（ｎ）と次式により求めることによつて
電動機実速度にほぼ等しくなる。
までの検出値Nf（ｉ）（ｉ＝１、２、……、ｎ−
１）をもとにしてnT時点の電動機実速度の速度
推定値NR（ｎ）を演算する。電動機４の速度変化
が制御のためのサンプリング周期Ｔよりもゆるや
かであり、第４図のように直線的に加速している
とする。カウンタ７の計数値に基づく速度検出値
Nf（ｎ）は一周期Ｔの平均値であり、nT時点よ
りほぼＴ／２時間だけ前の速度となる。nT時点
の電動機実速度は（ｎ−１）時点とnT時点の速
度差の1/2の値を検出値Nf（ｎ）に加算すること
により推定できる。したがつて、nT時点の速度
推定値NR（ｎ）と次式により求めることによつて
電動機実速度にほぼ等しくなる。
NR＝Nf（ｎ）＋Nf（ｎ）−Nf（ｎ−１）／２
＝3Nf（ｎ）−Nf（ｎ−１）／２ ……(1)
(1)式によつて求めた速度推定値NR（ｎ）はnT
時点の電動機実速度とほぼ等しくなる。この速度
推定値NR（ｎ）を速度帰還信号とてステツプ72の
速度制御演算を行い位相制御信号αD（ｎ）を計算
し、その値をゲートパルス発生回路２に設定す
る。ステツプ74では速度検出値Nf（ｎ）を記憶し
次の周期における速度推定値の演算で用いること
ができるようにする。以上の処理を一定周期Ｔ毎
に実行し電動機４の速度を制御する。
時点の電動機実速度とほぼ等しくなる。この速度
推定値NR（ｎ）を速度帰還信号とてステツプ72の
速度制御演算を行い位相制御信号αD（ｎ）を計算
し、その値をゲートパルス発生回路２に設定す
る。ステツプ74では速度検出値Nf（ｎ）を記憶し
次の周期における速度推定値の演算で用いること
ができるようにする。以上の処理を一定周期Ｔ毎
に実行し電動機４の速度を制御する。
以上のように制御するのであるが、現在の制御
時点の電動機実速度を推定し、この速度推定値を
速度帰還値として速度制御するようにしている。
速取推定値は制御時点の電動機実速度とほぼ等し
い値となるのでフイードバツク制御のむだ時間が
なくなり安定かつ高速応答で制御できる。
時点の電動機実速度を推定し、この速度推定値を
速度帰還値として速度制御するようにしている。
速取推定値は制御時点の電動機実速度とほぼ等し
い値となるのでフイードバツク制御のむだ時間が
なくなり安定かつ高速応答で制御できる。
次に、電動機速度が曲線的に変化した場合にお
いて速度推定する場合について説明する。
いて速度推定する場合について説明する。
電動機４は特定速度になると共振現象によつて
曲線的に変化することがある。この周波数は15〜
20Hz程度であるがこのときにも速度制御が行われ
る。一定時間Ｔは３〜10ms程度であり、電動機
速度が曲線的に変化しても制御時点における電動
機速度をできるだけ正確に推定することが望まれ
る。
曲線的に変化することがある。この周波数は15〜
20Hz程度であるがこのときにも速度制御が行われ
る。一定時間Ｔは３〜10ms程度であり、電動機
速度が曲線的に変化しても制御時点における電動
機速度をできるだけ正確に推定することが望まれ
る。
電動機速度が曲線的に変化する場合には(1)式に
より速度推定値NRを求めると共に、隣接する周
期における速度検出値Nfの速度差によつて速度
推定値NRを補正するようにする。２周期までの
検出値Nf（ｎ−２）、Nf（ｎ−１）、Nf（ｎ）を用い
てる場合には次式によつて速度予測値NR（ｎ）を
求めるようにする。ここで、電動機速度が直線的
に変化する場合の説明ではNR（ｎ）を速度推定値
と称したが、曲線的に変化する場合には(1)式で求
めた速度推定値を補正しているのでNR（ｎ）を速
度予測値と称することにする。
より速度推定値NRを求めると共に、隣接する周
期における速度検出値Nfの速度差によつて速度
推定値NRを補正するようにする。２周期までの
検出値Nf（ｎ−２）、Nf（ｎ−１）、Nf（ｎ）を用い
てる場合には次式によつて速度予測値NR（ｎ）を
求めるようにする。ここで、電動機速度が直線的
に変化する場合の説明ではNR（ｎ）を速度推定値
と称したが、曲線的に変化する場合には(1)式で求
めた速度推定値を補正しているのでNR（ｎ）を速
度予測値と称することにする。
NR（ｎ）＝NR（ｎ）＋ΔNR ……(2)
(2)式におけるNR1（ｎ）は(1)式で求めたnT時点
の速度推定値であり、また、ΔNRは隣接する周
期における速度検出値Nf（ｎ）、Nf（ｎ−１）、Nf
（ｎ−２）の速度差によつて決められるもので次
式で与えられる。
の速度推定値であり、また、ΔNRは隣接する周
期における速度検出値Nf（ｎ）、Nf（ｎ−１）、Nf
（ｎ−２）の速度差によつて決められるもので次
式で与えられる。
ΔNR＝｛Nf（ｎ）−f（ｎ−１）｝−｛Nf（ｎ−１）
−Nf（ｎ−２）｝／２……(3) (3)式の右辺の分子第１項は今回と前回の速度検
出値の速度差ΔN1であり、同第２項は前回と
前々回の速度検出値の速度差ΔN2である。この
速度差ΔN1とΔN2の大小関係によつてnT時点に
おける電動機実速度が速度推定値NR1（ｎ）より
大きくなつているか小さくなつているかを推定判
断する。ΔN1＞ΔN2のときには電動機実速度が
速度推定値NR1（ｎ）より高くなつたと判断し、
ΔN2＞ΔN1のときには速度推定値NR1（ｎ）が高
いと判断する。このことは各周期の速度変化率に
よつて判断していることになる。なお、(3)式の右
辺の分子は速度変化率であるので、分母の２によ
り速度検出値よりＴ／２進んだ推定時点の速度補正 量に変換している。
−Nf（ｎ−２）｝／２……(3) (3)式の右辺の分子第１項は今回と前回の速度検
出値の速度差ΔN1であり、同第２項は前回と
前々回の速度検出値の速度差ΔN2である。この
速度差ΔN1とΔN2の大小関係によつてnT時点に
おける電動機実速度が速度推定値NR1（ｎ）より
大きくなつているか小さくなつているかを推定判
断する。ΔN1＞ΔN2のときには電動機実速度が
速度推定値NR1（ｎ）より高くなつたと判断し、
ΔN2＞ΔN1のときには速度推定値NR1（ｎ）が高
いと判断する。このことは各周期の速度変化率に
よつて判断していることになる。なお、(3)式の右
辺の分子は速度変化率であるので、分母の２によ
り速度検出値よりＴ／２進んだ推定時点の速度補正 量に変換している。
さて、(3)式に示す速度補正量ΔNRは(2)式に示
すようにnT時点の速度推定値NR1（ｎ）に加算あ
るいは減算される。速度差ΔN1が速度差ΔN2よ
り大であることは（ｎ−１）Ｔ〜nT期間の速度
変化率が（ｎ−２）Ｔ〜（ｎ−１）Ｔ期間より大
きいことである。この場合にはnT時点では電動
機実速度が速度推定値NR1（ｎ）より大きくなつ
ていると判断し速度補正量ΔNRは速度推定値NR1
（ｎ）に加算して速度予測値NR（ｎ）とする。逆
に、ΔN2＞ΔN1の場合には速度推定値NR1（ｎ）
から速度補正量ΔNRを減算して速度予測値NR
（ｎ）とする。
すようにnT時点の速度推定値NR1（ｎ）に加算あ
るいは減算される。速度差ΔN1が速度差ΔN2よ
り大であることは（ｎ−１）Ｔ〜nT期間の速度
変化率が（ｎ−２）Ｔ〜（ｎ−１）Ｔ期間より大
きいことである。この場合にはnT時点では電動
機実速度が速度推定値NR1（ｎ）より大きくなつ
ていると判断し速度補正量ΔNRは速度推定値NR1
（ｎ）に加算して速度予測値NR（ｎ）とする。逆
に、ΔN2＞ΔN1の場合には速度推定値NR1（ｎ）
から速度補正量ΔNRを減算して速度予測値NR
（ｎ）とする。
速度補正量ΔNRの大きさは(3)式に示すように
（ｎ−１）Ｔ〜nT期間中の変化率を基づくnT時
点の速度推定値NR1（ｎ）と（ｎ−１）Ｔ〜nT期
間において仮に（ｎ−２）Ｔ〜（ｎ−１）Ｔ期間
の変化率で変化したとして推定したnT時点の速
度推定値の差分に相当する。このことは(3)式が次
式のように表わせることから理解できる。
（ｎ−１）Ｔ〜nT期間中の変化率を基づくnT時
点の速度推定値NR1（ｎ）と（ｎ−１）Ｔ〜nT期
間において仮に（ｎ−２）Ｔ〜（ｎ−１）Ｔ期間
の変化率で変化したとして推定したnT時点の速
度推定値の差分に相当する。このことは(3)式が次
式のように表わせることから理解できる。
ΔNR＝（Nf（ｎ）−Nf（ｎ−１）／Ｔ−Nf（ｎ−１）
−Nf（ｎ−２）／Ｔ）Ｔ／２……(4) 速度差ΔN1とΔN2の両者の差が大きいという
ことは電動機速度が大きく変化していることを意
味している。したがつて、電動機速度の変化度合
によつて速度補正量ΔNRを変え、この速度変動
量ΔNRを求めて速度推定値NR1（ｎ）に加算ある
いは減算することによつて速度予測値NR（ｎ）を
求めることにより、速度予測値NR（ｎ）は電動機
実速度に近い値になる。第６図の場合には(3)式の
分子の第２項が大きくなるので速度予測値NR
（ｎ）は速度推定値NR1（ｎ）より小さい値とな
る。
−Nf（ｎ−２）／Ｔ）Ｔ／２……(4) 速度差ΔN1とΔN2の両者の差が大きいという
ことは電動機速度が大きく変化していることを意
味している。したがつて、電動機速度の変化度合
によつて速度補正量ΔNRを変え、この速度変動
量ΔNRを求めて速度推定値NR1（ｎ）に加算ある
いは減算することによつて速度予測値NR（ｎ）を
求めることにより、速度予測値NR（ｎ）は電動機
実速度に近い値になる。第６図の場合には(3)式の
分子の第２項が大きくなるので速度予測値NR
（ｎ）は速度推定値NR1（ｎ）より小さい値とな
る。
このように、電動機速度が曲線的に変化する場
合にも現在の制御時点における電動機実速度に近
い速度予測値を速度帰還値にすることができるの
で安定かつ高応答の制御を行える。
合にも現在の制御時点における電動機実速度に近
い速度予測値を速度帰還値にすることができるの
で安定かつ高応答の制御を行える。
次に、本発明の技術思想を拡大展開すると位相
制御信号αDの発生時点における電動機速度を推定
することもできる。
制御信号αDの発生時点における電動機速度を推定
することもできる。
第７図はその場合の推定演算の説明図である。
第２図に示したようにマイクロコンピユータ１で
は第３図又は第５図の処理を実行して位相制御信
号αD（ｎ）を出力する。このために、制御演算の
結果が電動機の電圧印加へ反映されるのはnT時
点から処理時間分ΔTだけ経過した後である。そ
こで、nT時点よりΔT経過した後の速度を推定
し、この速度推定値を速度帰還値として制御すれ
ば制御演算によるむだ時間もなくなり、制御系の
応答を更に高速化できる。
第２図に示したようにマイクロコンピユータ１で
は第３図又は第５図の処理を実行して位相制御信
号αD（ｎ）を出力する。このために、制御演算の
結果が電動機の電圧印加へ反映されるのはnT時
点から処理時間分ΔTだけ経過した後である。そ
こで、nT時点よりΔT経過した後の速度を推定
し、この速度推定値を速度帰還値として制御すれ
ば制御演算によるむだ時間もなくなり、制御系の
応答を更に高速化できる。
電動機速度が直線的に増減する場合には次式を
用いればよい。
用いればよい。
NQ（ｎ）＝Nf（ｎ）＋（1/2＋ΔT／Ｔ）（Nf（ｎ）−
Nf（ｎ−１）｝……(4) この(4)式を第５図のステツプ70で演算するとと
もに、このNQ（ｎ）をNR（ｎ）の代りに用いステ
ツプ72で制御演算を行うと、更に応答のよい速度
制御系を構成可能となる。
Nf（ｎ−１）｝……(4) この(4)式を第５図のステツプ70で演算するとと
もに、このNQ（ｎ）をNR（ｎ）の代りに用いステ
ツプ72で制御演算を行うと、更に応答のよい速度
制御系を構成可能となる。
以上説明したように、本発明によれば現在の制
御時点における電動機実速度とほぼ等しい速度推
定値（速度予測値）を得てこれを速度帰還値にし
て速度制御を行つているので安定かつ高速応答の
制御を与える。
御時点における電動機実速度とほぼ等しい速度推
定値（速度予測値）を得てこれを速度帰還値にし
て速度制御を行つているので安定かつ高速応答の
制御を与える。
第１図は本発明を適用するデイジタル式電動機
制御装置のブロツク構成、第２図は従来方式のマ
イクロコンピユータ処理の速度制御のタイムチヤ
ート、第３図はフローチヤート、第４図は速度検
出方法の説明図、第５図は本発明による速度制御
装置のフローチヤート、第６図、第７図は本発明
の応用例を説明するための説明図である。 １……マイクロコンピユータ、６……インクリ
メンタルエンコーダ、７……カウンタ。
制御装置のブロツク構成、第２図は従来方式のマ
イクロコンピユータ処理の速度制御のタイムチヤ
ート、第３図はフローチヤート、第４図は速度検
出方法の説明図、第５図は本発明による速度制御
装置のフローチヤート、第６図、第７図は本発明
の応用例を説明するための説明図である。 １……マイクロコンピユータ、６……インクリ
メンタルエンコーダ、７……カウンタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電動機を駆動する電力変換器と、前記電動機
が所定角度回転する毎にパルスを発生するパルス
発生器と、該パルス発生器の出力するパルスを一
定時間を一周期として計数するカウンタ手段と、
前記一周期の終了時点毎に前記カウンタ手段の計
数値に基づく速度検出値を取込み、今回の速度検
出値と前周期の速度検出値の差をほぼ1/2にした
速度差値を今回の速度検出値に加算して速度推定
値を求め、この速度推定値を速度帰還値として速
度指令値と比較した速度偏差値に応じて前記電力
変換器の電圧制御信号を出力するデイジタル速度
制御手段と、前記電圧制御信号に基づき前記電力
変換器を制御する変換器制御手段とを具備した電
動機のデイジタル速度制御装置。 ２ 電動機を駆動する電力変換器と、前記電動機
が所定角度回転する毎にパルスを発生するパルス
発生器と、該パルス発生器の出力するパルスを一
定時間を一周期として計数するカウンタ手段と、
前記一周期の終了時点毎に前記カウンタ手段の計
数値に基づく速度検出値を取込み、今回の速度検
出値と前周期の速度検出値の差をほぼ1/2にした
速度差値を今回の速度検出値に加算して現時点の
速度推定値を求め、今回の周期より以前の各隣接
する周期における速度検出値の速度差によつて現
時点の電動機実速度が前記速度推定値より大きく
なつているか小さくなつているかを判断し、前記
隣接する周期における速度検出値の速度差の大き
さに関係する所定量の値を前記速度推定値に加算
あるいは減算した速度予測値を速度帰還値として
速度指令値と比較した速度偏差値に応じて前記電
力変換器の電圧制御信号を出力するデイジタル速
度制御手段と、前記電圧制御信号に基づき前記電
力変換器を制御する変換器制御手段とを具備した
電動機のデイジタル速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57115152A JPS596782A (ja) | 1982-07-01 | 1982-07-01 | 電動機のデイジタル速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57115152A JPS596782A (ja) | 1982-07-01 | 1982-07-01 | 電動機のデイジタル速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS596782A JPS596782A (ja) | 1984-01-13 |
| JPH027276B2 true JPH027276B2 (ja) | 1990-02-16 |
Family
ID=14655602
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57115152A Granted JPS596782A (ja) | 1982-07-01 | 1982-07-01 | 電動機のデイジタル速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS596782A (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62152020A (ja) * | 1985-12-26 | 1987-07-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デイジタルサ−ボ制御装置 |
| JPH0777518B2 (ja) * | 1986-08-29 | 1995-08-16 | 株式会社ピーエフユー | モ−タ・サ−ボ回路 |
| JP2638854B2 (ja) * | 1987-11-09 | 1997-08-06 | 松下電器産業株式会社 | 速度制御装置 |
| JPH01126185A (ja) * | 1987-11-09 | 1989-05-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 速度制御装置 |
| JP2558752B2 (ja) * | 1987-11-09 | 1996-11-27 | 松下電器産業株式会社 | モータの回転速度制御装置 |
| JP3296527B2 (ja) * | 1994-08-05 | 2002-07-02 | 株式会社安川電機 | モータ速度制御装置 |
| JP2007068332A (ja) * | 2005-08-03 | 2007-03-15 | Yaskawa Electric Corp | 交流電動機の制御方法及びインバータ装置 |
| JP4622863B2 (ja) * | 2006-01-10 | 2011-02-02 | トヨタ自動車株式会社 | モータの制御装置 |
| JP5532074B2 (ja) * | 2012-04-13 | 2014-06-25 | 富士電機株式会社 | ドア駆動制御方法 |
| CN108490208A (zh) * | 2018-03-09 | 2018-09-04 | 株洲华越轨道科技有限公司 | 一种利于闭环控制的转速检测方法及装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5195578A (en) * | 1975-02-20 | 1976-08-21 | Kyokyupurosesuno untenhoho |
-
1982
- 1982-07-01 JP JP57115152A patent/JPS596782A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS596782A (ja) | 1984-01-13 |
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