JPH0235801A - 小形リッジ導波管／同軸線路変換器 - Google Patents
小形リッジ導波管／同軸線路変換器Info
- Publication number
- JPH0235801A JPH0235801A JP18607288A JP18607288A JPH0235801A JP H0235801 A JPH0235801 A JP H0235801A JP 18607288 A JP18607288 A JP 18607288A JP 18607288 A JP18607288 A JP 18607288A JP H0235801 A JPH0235801 A JP H0235801A
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- JP
- Japan
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- ridge
- coaxial
- coaxial line
- section
- waveguide
- Prior art date
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- Pending
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- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（概Ｓ）
一方をダブルリッジ、他方をシングルリッジに構成して
シングルリッジ側に同軸線路を設け、同軸線路のＴＥＭ
モードからリッジ導波管のＴＥモードへの変換を行なう
リッジ導波管／＠軸線路変換器に関し、 小形で、かつ、１オクタ一ブ以上の広帯域においてイン
ピーダンス整合をより良好に行なうようにすることを目
的とし、 シングルリッジと同軸線路部との間に設けられてリッジ
導波管部と上記同軸線路部とのインピーダンス整合をと
るモード変換部を、径の異なる複数の同軸芯を軸方向に
並べて構成し、かつ、管内電界壁に当接しないように該
管内゛上界壁に近接して設けた構成とする。
シングルリッジ側に同軸線路を設け、同軸線路のＴＥＭ
モードからリッジ導波管のＴＥモードへの変換を行なう
リッジ導波管／＠軸線路変換器に関し、 小形で、かつ、１オクタ一ブ以上の広帯域においてイン
ピーダンス整合をより良好に行なうようにすることを目
的とし、 シングルリッジと同軸線路部との間に設けられてリッジ
導波管部と上記同軸線路部とのインピーダンス整合をと
るモード変換部を、径の異なる複数の同軸芯を軸方向に
並べて構成し、かつ、管内電界壁に当接しないように該
管内゛上界壁に近接して設けた構成とする。
本発明は、一方をダブルリッジ、他方をシングルリッジ
に構成してシングルリッジ側に同軸線路を設け、ｒＦｒ
Ｉ軸線路のＴＥＭモードからリッジ導波管のＴＥモード
への変換を行なうリッジ導波管／同軸線路変換器に関す
る。
に構成してシングルリッジ側に同軸線路を設け、ｒＦｒ
Ｉ軸線路のＴＥＭモードからリッジ導波管のＴＥモード
への変換を行なうリッジ導波管／同軸線路変換器に関す
る。
このような構成のりフジ導波管／同軸線路変換器は、マ
イクロ波帯域のレーダや通信装置等のフェーズド・アレ
イ・アンチノー・システムに用いられる超小形広帯域ア
ンテナ等に利用され、近年の通信システムの多方面から
の需要に伴なってその研究開発が盛んに行なわれている
。
イクロ波帯域のレーダや通信装置等のフェーズド・アレ
イ・アンチノー・システムに用いられる超小形広帯域ア
ンテナ等に利用され、近年の通信システムの多方面から
の需要に伴なってその研究開発が盛んに行なわれている
。
一般に、フェーズド・アレイ・アンテナでは、アンテナ
素子間の配列ピッチｄが次の条件を満足していない場合
、メインビーム以外の方向に不要ビーム（グレーティン
グローブと称し、メインビームと同レベル）が発生する
。ｒＨを動作上限周波数、Ｃを光速、λＨ＝Ｃ／ｆ＋、
±θをビーム走査範囲とすると、直線配列の場合の不要
ビームが発生しないための配列ピッチｄの条件は、ｄ≦
λＨ／（１＋ｓｉｎ １ θＩ ）となる。従って７
エーズアレイアンテナの高帯域化を図る程、配列ピッチ
ｄの条件は厳しいものとなる。例えば、周波数帯域２：
１．ビーム走査ね囲±４５°のとき、不要ビームを発生
しない直線配列の配列ピッチｄは、ｄ＝０．５９λＨ−
０，２９ＡＬ（−Ｃ／ ｆ Ｌ 、 ｆ Ｌ Ｇ、ｔ
ｅ作下限周波ａ）以下に設定する必要があり、アンテナ
素子は小形化を強いられる。
素子間の配列ピッチｄが次の条件を満足していない場合
、メインビーム以外の方向に不要ビーム（グレーティン
グローブと称し、メインビームと同レベル）が発生する
。ｒＨを動作上限周波数、Ｃを光速、λＨ＝Ｃ／ｆ＋、
±θをビーム走査範囲とすると、直線配列の場合の不要
ビームが発生しないための配列ピッチｄの条件は、ｄ≦
λＨ／（１＋ｓｉｎ １ θＩ ）となる。従って７
エーズアレイアンテナの高帯域化を図る程、配列ピッチ
ｄの条件は厳しいものとなる。例えば、周波数帯域２：
１．ビーム走査ね囲±４５°のとき、不要ビームを発生
しない直線配列の配列ピッチｄは、ｄ＝０．５９λＨ−
０，２９ＡＬ（−Ｃ／ ｆ Ｌ 、 ｆ Ｌ Ｇ、ｔ
ｅ作下限周波ａ）以下に設定する必要があり、アンテナ
素子は小形化を強いられる。
そこで、この条件を満足するために超小形で、かつ、同
軸線路とりッジ導波管との広帯域インピーダンス整合を
良好に行ない１ｑるリッジ導波管／同軸線路変換器の出
現が要望されている。
軸線路とりッジ導波管との広帯域インピーダンス整合を
良好に行ない１ｑるリッジ導波管／同軸線路変換器の出
現が要望されている。
第６図は一般のりフジ導波管／同軸線路変換器の構成図
を示す。同図（Ａ）に示ず電界結合形は同軸線路１の軸
″方向とリッジ導波管２の軸方向とが直角をなす構造の
もので、両端とらにダブルリッジであり、現在使用され
ている変換器の殆どがこのタイプのものである。このも
のは同軸線路１の軸方向とリッジ導波管２の軸方向とが
直角であるためにスペースを比較的広く必要とし、実装
スペースに余裕がない場合は使用できない。
を示す。同図（Ａ）に示ず電界結合形は同軸線路１の軸
″方向とリッジ導波管２の軸方向とが直角をなす構造の
もので、両端とらにダブルリッジであり、現在使用され
ている変換器の殆どがこのタイプのものである。このも
のは同軸線路１の軸方向とリッジ導波管２の軸方向とが
直角であるためにスペースを比較的広く必要とし、実装
スペースに余裕がない場合は使用できない。
同図（Ｂ）に示す磁界結合形（エンドランチャ）は同＠
線路３の軸方向とリッジ導波管４の軸方向とが平行をな
す構造のもので、一端はダブルリッジ、他端はシングル
リッジで、スペースを余り必要としないので、実装スペ
ースに余裕がない場合に使用する。
線路３の軸方向とリッジ導波管４の軸方向とが平行をな
す構造のもので、一端はダブルリッジ、他端はシングル
リッジで、スペースを余り必要としないので、実装スペ
ースに余裕がない場合に使用する。
しかしながら、電界結合形も磁界結合形も内寸法は０．
４λＬ以上、導波管肉厚も含めれば外形寸法は０５λＬ
以上である（λＬ＝ｃ／’ｆｆｉ：、ｆＬは動作下限周
波数、Ｃは光速）。
４λＬ以上、導波管肉厚も含めれば外形寸法は０５λＬ
以上である（λＬ＝ｃ／’ｆｆｉ：、ｆＬは動作下限周
波数、Ｃは光速）。
高密度実装を要求される場合、上記従来例の構造では大
きすぎ、小形化しようとすると広帯域化が実現できず、
両者ともに満足できるものが現在では実現されていない
。一般に導波管の小形化と広帯域化とは相反する技術で
ある。
きすぎ、小形化しようとすると広帯域化が実現できず、
両者ともに満足できるものが現在では実現されていない
。一般に導波管の小形化と広帯域化とは相反する技術で
ある。
そこで本出願人は先に、特願昭６２−１９５１７号（発
明の名称１超小形広帯域アンテナ」）で「アンテナ軸方
向に設けられた同軸導波管変換部と、該同軸導波管変換
部とインピーダンス整合するダブルリッジ導波管部と、
該ダブルリッジ導波管部と外部空間とのインピーダンス
整合する誘電体とより構成されて成る。１超小形広帯域
アンテナを提案した。このものは、同軸／導波管変換部
を、給電用向＠］ネクタをアンアノ−の軸の中心に位置
させるためにシングルリッジとステップトランスフォー
マとから成るインピーダンス整合のためのバラン回路で
構成し、徐々にダブルリッジ構造としてダブルリッジ導
波管部を形成し、インピーダンス整合をとっている。ま
た、空間とのインピーダンス整合は開口部に誘電体を装
着した構成どしている。
明の名称１超小形広帯域アンテナ」）で「アンテナ軸方
向に設けられた同軸導波管変換部と、該同軸導波管変換
部とインピーダンス整合するダブルリッジ導波管部と、
該ダブルリッジ導波管部と外部空間とのインピーダンス
整合する誘電体とより構成されて成る。１超小形広帯域
アンテナを提案した。このものは、同軸／導波管変換部
を、給電用向＠］ネクタをアンアノ−の軸の中心に位置
させるためにシングルリッジとステップトランスフォー
マとから成るインピーダンス整合のためのバラン回路で
構成し、徐々にダブルリッジ構造としてダブルリッジ導
波管部を形成し、インピーダンス整合をとっている。ま
た、空間とのインピーダンス整合は開口部に誘電体を装
着した構成どしている。
このものによれば、ダブルリッジ導波管の断面を厳密に
規定することによって１オクターブ以Ｅの動作周波数が
確保されるとともに、下限周波数で四分の一波長以下の
開口直径が実現され、小形化できる。また、信号が給電
される同軸コネクタから信号が送出される開口部までの
インピーダンス整合をとることにより、全帯域にわたっ
て良好なＳＷＲ（定在波化）特性を得ている。
規定することによって１オクターブ以Ｅの動作周波数が
確保されるとともに、下限周波数で四分の一波長以下の
開口直径が実現され、小形化できる。また、信号が給電
される同軸コネクタから信号が送出される開口部までの
インピーダンス整合をとることにより、全帯域にわたっ
て良好なＳＷＲ（定在波化）特性を得ている。
然るにこのものは、インピーダンス整合をより良好に行
なうことができる詳細な構造にまで言及されておらず、
小形で、かつ、広帯域性を１ｑる点に留まっている。
なうことができる詳細な構造にまで言及されておらず、
小形で、かつ、広帯域性を１ｑる点に留まっている。
本発明は、小形で、かつ、１オクタ一ブ以上の広帯域に
おいてインピーダンス整合をより良好に行なうことがで
きる小形リッジ導波管／同軸線路変換器を提供すること
を目的とする。
おいてインピーダンス整合をより良好に行なうことがで
きる小形リッジ導波管／同軸線路変換器を提供すること
を目的とする。
第１図は本発明の原理図を示す。同図中、４０はリッジ
導波管部で、−ｒがダブルリッジ４０ａ。
導波管部で、−ｒがダブルリッジ４０ａ。
他端がシングルリッジ４０ｂにて構成される。
４１は同軸線路部で、シングルリッジ４０ｂ側に設けら
れている。本発明が対象とする変換器は、リッジ導波管
部４０の軸と、同軸Ｉ！Ｊ路部４７の軸とが平行に構成
される磁界結合形のリッジ導波管／同軸線路変換器であ
る。
れている。本発明が対象とする変換器は、リッジ導波管
部４０の軸と、同軸Ｉ！Ｊ路部４７の軸とが平行に構成
される磁界結合形のリッジ導波管／同軸線路変換器であ
る。
本発明は、シングルリッジ４０ｂと同軸線路部４１との
間に設けられてリッジ導波管部４０と同軸線路部４１と
のインピーダンス整合をとるモード変換＆；４２を、径
の異なる複数の同軸芯４３゜４４を軸方向に並べて描成
し、がっ、管内電界壁４５に当接しないように管内電界
壁４５に近接して設けてなる。
間に設けられてリッジ導波管部４０と同軸線路部４１と
のインピーダンス整合をとるモード変換＆；４２を、径
の異なる複数の同軸芯４３゜４４を軸方向に並べて描成
し、がっ、管内電界壁４５に当接しないように管内電界
壁４５に近接して設けてなる。
（作用〕
変換部４２の管内同軸芯の径を２段階に変化させた構成
（同軸芯４３．４４）とすることにより、同軸線路部４
１とリッジ導波管部４ｏとのインピーダンス整合を微妙
に調整することができ、又、変換８ＩＩ４２の同軸芯４
３．４４を管内電界壁４５に近接して設けることにより
、変換部４２の特性インピーダンスが低くされ、同＠線
路部４１の特性インピーダンスに十分近く設定でき、こ
れらにより、インピーダンス整合を容易に、かっ、良好
に行ない得る。
（同軸芯４３．４４）とすることにより、同軸線路部４
１とリッジ導波管部４ｏとのインピーダンス整合を微妙
に調整することができ、又、変換８ＩＩ４２の同軸芯４
３．４４を管内電界壁４５に近接して設けることにより
、変換部４２の特性インピーダンスが低くされ、同＠線
路部４１の特性インピーダンスに十分近く設定でき、こ
れらにより、インピーダンス整合を容易に、かっ、良好
に行ない得る。
一方、ダブルリッジを用いてその断面を厳密に規定する
ことにより、１オクタ一ブ以上の広帯域の動作周波数を
確保し得ると共に、上限周波数でのλ／４以下の開口直
径の小形の導波管を実現できる。
ことにより、１オクタ一ブ以上の広帯域の動作周波数を
確保し得ると共に、上限周波数でのλ／４以下の開口直
径の小形の導波管を実現できる。
〔実施例］
第２図は本発明の一実施例の燐酸量を示す。同図（Ａ＞
は側断面図、同図（Ｂ）はＢ−Ｂ−断面図、同図（Ｃ）
はＣ−ｃ″′所面図である。なお、各図に示す寸法の単
位は履である。このものは、内寸８＃×６ＩｒＭｌ（ッ
マリ、ｏ、２１λＬ Ｘ Ｏ，１６λＬ）となり、λＬ
／４以下であり、周波数帯域は８ＧＨｚ〜１８ＧＨｚで
ある。
は側断面図、同図（Ｂ）はＢ−Ｂ−断面図、同図（Ｃ）
はＣ−ｃ″′所面図である。なお、各図に示す寸法の単
位は履である。このものは、内寸８＃×６ＩｒＭｌ（ッ
マリ、ｏ、２１λＬ Ｘ Ｏ，１６λＬ）となり、λＬ
／４以下であり、周波数帯域は８ＧＨｚ〜１８ＧＨｚで
ある。
同図中、１０はダブルリッジ、１０ａは７ランジ、１１
はシングルリッジで、テーバ部１２を間にしてＴＥモー
ドのリッジ導波管部を形成している。１３は５０Ωの同
情コネクタで、フッ素樹脂１４に包囲されて１３１φ（
動作中心周波数ｆ。
はシングルリッジで、テーバ部１２を間にしてＴＥモー
ドのリッジ導波管部を形成している。１３は５０Ωの同
情コネクタで、フッ素樹脂１４に包囲されて１３１φ（
動作中心周波数ｆ。
＝１３ＧＨｚにおいて０８０６λ０）の同軸芯１５が設
けられており、ＴＥＭモードの同軸線路部を形成してい
る。１６．１７は管内同軸芯で、夫々２．４Ｈφ（０，
１λＯ）、２Ｈφに設定されており、同軸芯１５と同軸
的に設けられてシングルリッジ１１に当接されている。
けられており、ＴＥＭモードの同軸線路部を形成してい
る。１６．１７は管内同軸芯で、夫々２．４Ｈφ（０，
１λＯ）、２Ｈφに設定されており、同軸芯１５と同軸
的に設けられてシングルリッジ１１に当接されている。
管内同軸芯１６．１７でＴＥモード／ＴＥＭモード変換
部を形成している。
部を形成している。
ここで、管内同軸芯１６．１７の合計の長さは動作中心
周波数ｆｏにて０．１３λ０であり、管内同軸芯１６の
径は同軸コネクタ１３の同軸芯１５の径の２倍程度に設
定されている。この場合、変換部の管内同軸芯の径を２
段階に変化さ旭た構成（管内同軸芯１６．１７）として
いるので、同軸線路部とリッジ導波管部とのインピーダ
ンス整合を微妙に調整することができ、インピーダンス
整合を良好に行なうことができる。
周波数ｆｏにて０．１３λ０であり、管内同軸芯１６の
径は同軸コネクタ１３の同軸芯１５の径の２倍程度に設
定されている。この場合、変換部の管内同軸芯の径を２
段階に変化さ旭た構成（管内同軸芯１６．１７）として
いるので、同軸線路部とリッジ導波管部とのインピーダ
ンス整合を微妙に調整することができ、インピーダンス
整合を良好に行なうことができる。
又、管内同軸芯１６．１７は管内電界壁１８に当接しな
い程度に管内電界壁１８に近接して設けられている。こ
れにより、変換部の特性インピーダンスが低くされ、同
軸線路部の特性インピーダンス５０Ωに十分近く設定で
きる。通常、モード変換部に当る管内同軸芯１６．１７
の長さは管内波長に応じて設定されるが、一般にモード
変換部における電磁界分布は非常に複雑であり、管内波
長を容易に算出することはできず、モード変換部の管内
同軸芯の長さを容易に設定できず、同軸線路部とりッジ
導波管部とのインピーダンス整合をうまくとり得ない。
い程度に管内電界壁１８に近接して設けられている。こ
れにより、変換部の特性インピーダンスが低くされ、同
軸線路部の特性インピーダンス５０Ωに十分近く設定で
きる。通常、モード変換部に当る管内同軸芯１６．１７
の長さは管内波長に応じて設定されるが、一般にモード
変換部における電磁界分布は非常に複雑であり、管内波
長を容易に算出することはできず、モード変換部の管内
同軸芯の長さを容易に設定できず、同軸線路部とりッジ
導波管部とのインピーダンス整合をうまくとり得ない。
ぞこで、本発明では、変換部の管内同軸芯の径を２段階
に変化させた構成（管内同軸芯１６．１７）とし、かつ
、電界壁１８に近接して設けた構成とすることにより、
容易に、かつ、良好にインピーダンス整合をとるように
している。
に変化させた構成（管内同軸芯１６．１７）とし、かつ
、電界壁１８に近接して設けた構成とすることにより、
容易に、かつ、良好にインピーダンス整合をとるように
している。
一方、シングルリッジ１１は特性インピーダンスが同＠
線路部の特性インピーダンス５０Ωに近付くように（８
ＧＨｚで６３Ω、１８ＧＨｚで４８Ω）、又、基本モー
ドＴ Ｅ ＋ｉのカットオフ周波数が使用周波数帯域よ
り十分低くなるように、寸法の最適化を行なう。この場
合、カットオフ周波数を高めに設定すると特性インピー
ダンスが高くなり、同軸線路部との整合が得にくくなる
。カットオフ周波数の実際の数値として、シングルリッ
ジ１１のカットオフ周波数は基本モードＴ Ｅ ＩＧに
てｆｃ ｔｏ ＝ ５．４ＧＨｚ 、高次モードＴＥ？
Ｑにてｆｃ冗＝２５ＧＨｚであり、ダブルリッジ１０の
カットオフ周波数は基本モードＴ Ｅ ｔｏにてｆｃｌ
Ｏ＝６．７ＧＨｚ、高次モードＴ Ｅ ２０にてｆ’ｃ
ｎ＝４５ＧＨｚである。従って、実際の使用帯域８ＧＨ
ｚ〜１８ＧＨｚでの導波管内モードは基本モードＴ Ｅ
ｔｏのみとなる。
線路部の特性インピーダンス５０Ωに近付くように（８
ＧＨｚで６３Ω、１８ＧＨｚで４８Ω）、又、基本モー
ドＴ Ｅ ＋ｉのカットオフ周波数が使用周波数帯域よ
り十分低くなるように、寸法の最適化を行なう。この場
合、カットオフ周波数を高めに設定すると特性インピー
ダンスが高くなり、同軸線路部との整合が得にくくなる
。カットオフ周波数の実際の数値として、シングルリッ
ジ１１のカットオフ周波数は基本モードＴ Ｅ ＩＧに
てｆｃ ｔｏ ＝ ５．４ＧＨｚ 、高次モードＴＥ？
Ｑにてｆｃ冗＝２５ＧＨｚであり、ダブルリッジ１０の
カットオフ周波数は基本モードＴ Ｅ ｔｏにてｆｃｌ
Ｏ＝６．７ＧＨｚ、高次モードＴ Ｅ ２０にてｆ’ｃ
ｎ＝４５ＧＨｚである。従って、実際の使用帯域８ＧＨ
ｚ〜１８ＧＨｚでの導波管内モードは基本モードＴ Ｅ
ｔｏのみとなる。
このような構成により、モード変換部において、同＠線
路部のＴＥＭモードからリッジ導波管部のＴＥモードへ
のモード変換が行なわれ、その際、インピーダンス整合
が良好に行なわれる。又、本出願人が先に提案した前述
の「縮小形広帯域アンテナ」と同様に、ダブルリッジを
用いてその断面をＩｉ！密に規定することによって１オ
クタ一ブ以上の動作周波数が確保されると共に、下限周
波数でのλ／４以下の開口直径の小形の導波管が実現で
きる。
路部のＴＥＭモードからリッジ導波管部のＴＥモードへ
のモード変換が行なわれ、その際、インピーダンス整合
が良好に行なわれる。又、本出願人が先に提案した前述
の「縮小形広帯域アンテナ」と同様に、ダブルリッジを
用いてその断面をＩｉ！密に規定することによって１オ
クタ一ブ以上の動作周波数が確保されると共に、下限周
波数でのλ／４以下の開口直径の小形の導波管が実現で
きる。
第３図は本発明の他の実施例の構成図を示す。
同図（Ａ）は側断面図、同図（Ｂ）はＢ−Ｂ−断面図、
同図（Ｃ）はＣ−Ｃ−断面図である。なお、各図”に示
す寸法の単位は履である。このものは、広帯域フェーズ
ド・アレイ・アンテナに適用するために外形を１０φの
円形としており、周波数帯域は第２図のものと同じ８Ｇ
Ｈｚ〜１８ＧＨｚで、これにより外径は０．２７λＬど
なる。
同図（Ｃ）はＣ−Ｃ−断面図である。なお、各図”に示
す寸法の単位は履である。このものは、広帯域フェーズ
ド・アレイ・アンテナに適用するために外形を１０φの
円形としており、周波数帯域は第２図のものと同じ８Ｇ
Ｈｚ〜１８ＧＨｚで、これにより外径は０．２７λＬど
なる。
同図中、２０はダブルリッジ、２１はシングルリッジで
、テーパ部２２を間にしてＴＥモードのリッジ導波管部
を形成している。導波管内部は外形に合わせて丸味を持
たせ、９■φとしており、０．２４λＬどなる。シング
ルリッジ２１の特性インピーダンスは、８ＧＨｚで８４
Ω、１８ＧＨｚで５１Ωである。２３は５０Ωの同軸コ
ネクタで、エアーラインタイプとされており、フッ素樹
脂２４に包囲されて０．７ｔｍφの同軸芯２５及び１．
３■φの同軸芯２６が設けられており、ＴＥＭモードの
同軸線路部を形成している。この場合、同軸コネクタ２
３はエアーラインタイプであるので同軸芯が通常のもの
より細いため、本実施例の同軸芯２５．２６のように段
階的に太くなる構成としている。
、テーパ部２２を間にしてＴＥモードのリッジ導波管部
を形成している。導波管内部は外形に合わせて丸味を持
たせ、９■φとしており、０．２４λＬどなる。シング
ルリッジ２１の特性インピーダンスは、８ＧＨｚで８４
Ω、１８ＧＨｚで５１Ωである。２３は５０Ωの同軸コ
ネクタで、エアーラインタイプとされており、フッ素樹
脂２４に包囲されて０．７ｔｍφの同軸芯２５及び１．
３■φの同軸芯２６が設けられており、ＴＥＭモードの
同軸線路部を形成している。この場合、同軸コネクタ２
３はエアーラインタイプであるので同軸芯が通常のもの
より細いため、本実施例の同軸芯２５．２６のように段
階的に太くなる構成としている。
２７．２８は管内同軸芯で、夫々２．３順φ〜２．４ａ
ａ＋φ、 ２ａｍ＋φに設定されており、同軸芯２５２
６と同軸的に設けられてシングルリッジ２１に当接され
ており、管内電界壁２９に近接して設けられている。管
内同軸芯２７．２８でＴＥモード／ＴＥＭモード変換部
を形成している。この実施例では、同軸コネクタ２３と
導波管軸とが一致する構成の中央給電方式をとるため、
シングルリッジ２１の導波管サイズ（４，４ｍ）はダブ
ルリッジ２０の導波管サイズ（６、ｗ ）に比して小さ
く設定されている。
ａ＋φ、 ２ａｍ＋φに設定されており、同軸芯２５２
６と同軸的に設けられてシングルリッジ２１に当接され
ており、管内電界壁２９に近接して設けられている。管
内同軸芯２７．２８でＴＥモード／ＴＥＭモード変換部
を形成している。この実施例では、同軸コネクタ２３と
導波管軸とが一致する構成の中央給電方式をとるため、
シングルリッジ２１の導波管サイズ（４，４ｍ）はダブ
ルリッジ２０の導波管サイズ（６、ｗ ）に比して小さ
く設定されている。
以上の構成は、フェーズド・アレイ・アンテナにおける
配列性を考慮してなされている。
配列性を考慮してなされている。
カットオフ周波数の実際の数値として、シングルリッジ
２１のカットオフ周波数は基本モードＴ Ｅ ｔｏにて
ｆ ｃ ｔｏ ＝ ６．６ＧＨｚ 、高次モードＴＥｍ
にてｆｃ〜−３３ＧＨｚであり、ダブルリッジ２０のカ
ットオフ周波数は基本モードＴ Ｅ ｔｏにてｆ Ｃｔ
ｏ ＝ ６．６ＧＨｚ 、高次モードＴ Ｅ ２Ｇにて
ｆｃｎ＝４５ＧＨｚである。このものも、実際の使用帯
域８ＧＨｚ〜１８ＧＨｚでの導波管内モードは基本モー
ドＴ Ｅ ｔｏのみとなる。
２１のカットオフ周波数は基本モードＴ Ｅ ｔｏにて
ｆ ｃ ｔｏ ＝ ６．６ＧＨｚ 、高次モードＴＥｍ
にてｆｃ〜−３３ＧＨｚであり、ダブルリッジ２０のカ
ットオフ周波数は基本モードＴ Ｅ ｔｏにてｆ Ｃｔ
ｏ ＝ ６．６ＧＨｚ 、高次モードＴ Ｅ ２Ｇにて
ｆｃｎ＝４５ＧＨｚである。このものも、実際の使用帯
域８ＧＨｚ〜１８ＧＨｚでの導波管内モードは基本モー
ドＴ Ｅ ｔｏのみとなる。
ところで、第２図及び第３図に示す各実施例のものにお
ける挿入損失を測定する場合、第４図に示す如く、変換
器３０のダブルリッジ側に金属板３１を当接し、同軸コ
ネクタ３２から入力波を入れ、金属板で反射させて反射
波として取り出す。
ける挿入損失を測定する場合、第４図に示す如く、変換
器３０のダブルリッジ側に金属板３１を当接し、同軸コ
ネクタ３２から入力波を入れ、金属板で反射させて反射
波として取り出す。
人力波と反射波との夫々のレベルから挿入損失を測定す
ると、第５図に示す如くとなる。同図中、−点鎖線が８
ＧＨｚ〜１８ＧＨ２における挿入損失特性であり、各実
施例ともに０．４〜０．６ｃＥである。
ると、第５図に示す如くとなる。同図中、−点鎖線が８
ＧＨｚ〜１８ＧＨ２における挿入損失特性であり、各実
施例ともに０．４〜０．６ｃＥである。
以上説明した如く、本発明によれば、モード変換部の管
内同軸芯の径を２段階に変化させ、かつ、管内′眉界壁
に近接しで設けることにより、同軸線路部とリッジ導波
管部とのインピーダンス整合を容易に、かつ、より良好
に行ない得、又、１オクタ一ブ以上の広帯域において使
用できると共に、小形に構成できる。
内同軸芯の径を２段階に変化させ、かつ、管内′眉界壁
に近接しで設けることにより、同軸線路部とリッジ導波
管部とのインピーダンス整合を容易に、かつ、より良好
に行ない得、又、１オクタ一ブ以上の広帯域において使
用できると共に、小形に構成できる。
第１図は本発明の原理図、
第２図は本発明の一実施例の構成図、
第３図は本発明の他の実施例の構成図、第４図は挿入損
失を測定する方法を示す図、第５図は本発明における挿
入損失特性図、第６図は一般のりフジ導波管／同軸線路
変換器の構成図である。 図において、 １０．２０．４０ａはダブルリッジ、 １１．２１，４０ｂはシングルリッジ、１２．２２はテ
ーバ部、 １３．２３は同軸コネクタ、 １５．２５．２６は同軸コネクタの同軸芯、１６．１７
．２７，２８．４３，４４はモード変換部の管内同軸芯
、 １８．２９．４５は管内電界壁、 ４０はリッジ導波管部、 ４１は同軸線路部、 ４２はモード変換部 を示す。 特許出願人 富° 士 通 株式会社 真亀図
失を測定する方法を示す図、第５図は本発明における挿
入損失特性図、第６図は一般のりフジ導波管／同軸線路
変換器の構成図である。 図において、 １０．２０．４０ａはダブルリッジ、 １１．２１，４０ｂはシングルリッジ、１２．２２はテ
ーバ部、 １３．２３は同軸コネクタ、 １５．２５．２６は同軸コネクタの同軸芯、１６．１７
．２７，２８．４３，４４はモード変換部の管内同軸芯
、 １８．２９．４５は管内電界壁、 ４０はリッジ導波管部、 ４１は同軸線路部、 ４２はモード変換部 を示す。 特許出願人 富° 士 通 株式会社 真亀図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 一端がダブルリッジ（４０ａ）、他端がシングルリッ
ジ（４０ｂ）にて構成されるリッジ導波管部（４０）の
軸と、該シングルリッジ（４０ｂ）側に設けられた同軸
線路部（４１）の軸とが平行に構成される磁界結合形の
リッジ導波管／同軸線路変換器において、 上記シングルリッジ（４０ｂ）と上記同軸線路部（４１
）との間に設けられて上記リッジ導波管部（４０）と上
記同軸線路部（４１）とのインピーダンス整合をとるモ
ード変換部（４２）を、径の異なる複数の同軸芯（４３
）（４４）を軸方向に並べて構成し、かつ、管内電界壁
（４５）に当接しないように該管内電界壁（４５）に近
接して設けてなることを特徴とする小形リッジ導波管／
同軸線路変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18607288A JPH0235801A (ja) | 1988-07-26 | 1988-07-26 | 小形リッジ導波管／同軸線路変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18607288A JPH0235801A (ja) | 1988-07-26 | 1988-07-26 | 小形リッジ導波管／同軸線路変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0235801A true JPH0235801A (ja) | 1990-02-06 |
Family
ID=16181896
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18607288A Pending JPH0235801A (ja) | 1988-07-26 | 1988-07-26 | 小形リッジ導波管／同軸線路変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0235801A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011035327A (ja) * | 2009-08-05 | 2011-02-17 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 真空処理装置 |
| JP2012036451A (ja) * | 2010-08-06 | 2012-02-23 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 真空処理装置およびプラズマ処理方法 |
| CN103311628A (zh) * | 2012-03-15 | 2013-09-18 | 成都赛纳赛德科技有限公司 | 一种转接头 |
| EP2669993A4 (en) * | 2011-01-25 | 2014-06-25 | Nec Corp | COAXIAL WAVEGUIDE TUBE CONVERTER AND MOLDING WAVE GUIDE TUBE |
| JP2019106664A (ja) * | 2017-12-14 | 2019-06-27 | 富士通株式会社 | プローブアンテナ及び測定装置 |
-
1988
- 1988-07-26 JP JP18607288A patent/JPH0235801A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011035327A (ja) * | 2009-08-05 | 2011-02-17 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 真空処理装置 |
| JP2012036451A (ja) * | 2010-08-06 | 2012-02-23 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 真空処理装置およびプラズマ処理方法 |
| EP2669993A4 (en) * | 2011-01-25 | 2014-06-25 | Nec Corp | COAXIAL WAVEGUIDE TUBE CONVERTER AND MOLDING WAVE GUIDE TUBE |
| US9118098B2 (en) | 2011-01-25 | 2015-08-25 | Nec Corporation | Coaxial waveguide converter and ridge waveguide |
| CN103311628A (zh) * | 2012-03-15 | 2013-09-18 | 成都赛纳赛德科技有限公司 | 一种转接头 |
| JP2019106664A (ja) * | 2017-12-14 | 2019-06-27 | 富士通株式会社 | プローブアンテナ及び測定装置 |
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