JPH0241653A - コンバータ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の背景） ［発明の属する技術分野］ 本発明は電源、特に単一端対順方向ＤＣ−ＤＣ変換器に
関し、これは特にパワースイッチングトランジスタの保
護やパワートランスのコアのリセットを容易にするため
の回路に係わるものである。

［従来技術の説明コ 単一端対順方向ＤＣ−ＤＣ変換器は周期的にパワトラン
スのコアをリセットするために特殊な回路を要する。と
いうのは、単一のスイッチは、トランスの巻き線にエネ
ルギーをかけ、そして、その結果、コアに対しては一方
向からのみかける事になるからである。磁束のバランス
を保ち、トランスのコアかドリフト状態から飽和状態へ
と至るのを防止する為に、作動の周期中、パワートラン
ジスタスイッチが非導通状態にある期間に、トランスは
能動的にリセットされる。磁束が飽和状態になるのを抑
えるために、はとんどのリセット回路はフラックスをお
こさせるコアをゼロレベルにリセットする。その為、ユ
ニポーラ磁束スウィングか用いられている。

ＤＣ−ＤＣ変換器はしばしば電源スィッチを切る時に伴
うロスを少なくする為、スナバ−回路を含んでいる。ス
イッチングの頻度が増すに従い、スナバ−回路によるロ
スの減少というのは重要になる。

というのは、スイッチを切る事に伴うエネルギのロスは
、スイッチの作動１サイクル当り大体−定だからである
。従って、最近の変換器が高周波作動になるに従い、ス
ナバ−回路の重要性が増すのである。このスナバ−回路
は、またパワースイッチの電圧スパイクの発生を減少さ
せ、その結果電圧ストレスや、スパイク信号成分による
放射を減少させる。スナバ−回路は電源ラインにエネル
ギーを戻すか散逸するかによって散逸型と非散逸型に分
けられる。

（発明が解決しようとする問題点） 上の条件を満たすには、電源ラインに組込まれた付加回
路、及び単一端対順方向変換器の制御回路が必要である
。しかしこうすると、回路全体のコストと複雑さを増し
、それに伴う構成部品の数の増大は、変換器全体として
の、信頼性を低下させる。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明を具体化した単一端対順方向変換器は、スイッチ
を切る過程でスイッチング・ロスと電圧ストレスを大幅
に軽減すべくパワースイッチング・トランジスタから電
流を転流するスナバ−／リセット回路を含んでいる。こ
の回路はパワースイッチングトランジスタが非導通の間
、パワートランスの磁化インダクタンス中に貯えられた
エネルギーをキャパシタと共振させて、磁化インダクタ
ンス中の電流の極性を反転させ、コアをリセットする。

この共振現象は各作動周期中、トランスのコアにおける
バイポーラ磁束を偏倚させる。

このバイポーラ磁束の偏倚を伴うパワートランスの動作
は、同一の定格で動作する順方向変換器を従来の順方向
変換器より小さいパワートランスで駆動し得るというメ
リットかある。

（実施例の説明） 従来のスナバ−回路とリセット回路を有する単一端対順
方向変換器の回路が第１図に示されている。この回路間
において、２つの入力端子１０１と１０２があり、これ
らは、パワートランス１１０の１次コイル１１２へ、ス
イッチングトランジスター】５を介して接続されている
。この出力は、２次コイル　１１１より出力されるが、
これは整流ダイオド　１１４とフィルターコイル１１Ｂ
を介して出力端子　１１７と１１８へと絡がっている。

パワートランジスタ１１５と整流タイオード１１４は同
時に導通し、出力負荷１２０は非導通状態中はフライバ
ックダイオード１１３から供給される。負荷１２０に分
路接続されているキャパシタ１１９は、出力電圧に対し
、フィルターとして働く。

第１図の変換器回路には従来技術の典型的なスナバ−回
路とリセットの回路が含まれる。このスナバ−回路はダ
イオード１２３とキャパシタ１２６からなり、それらは
共にパワースイッチ１１５がオフにされる際に一次コイ
ル１１２からキャパシタ　　１２６に電流を流す。パワ
ースイッチ１１５の次の導通状態の間、キャパシタ１２
６の電圧はダイオード１２５とコイル１２４により再び
元に戻される。

コアのリセット回路にはトランス１１０と磁気結合され
たリセットコイル１０９が含まれる。コイル】０９に接
続されたダイオード１２８は１、コイル１１１と１１２
が共に導通状態にある時に、コイル１０９が導通ずるの
を阻止している。コイル１１１と１１２が共に非導通状
態にある時には、コイル１０９に電流が流れ、トランス
１１０のコアをリセットする。　本発明を具体化したス
ナバ−／リセット回路を用いた順方向変換器が第２図に
示されている。

スナバ−／リセット回路はパワートランスリセットコイ
ル２５２、キャパシタ２５６と２つのダイオド２５４及
び２５５を含む。キャパシタ２５６は、ダイオード２５
５と直列接続され、その直列回路にパワスイッチ２１５
が分岐接続されている。それはまたダイオード２５４を
介して、リセットコイル２５２に接続されている。この
リセットコイル２５２と１次コイル２０９は巻回数が等
しいのが好ましい。このキャパシタ２５５は電荷蓄積手
段として作用する。

第２図の回路の機能の分析と説明は、必要部品とインピ
ーダンスを第３図に示した等価回路、及び第４図と第５
図の電圧、電流の波形を用いると分かり易い。第４図の
波形４１０と４２０は各々キャパシタ３５６にかかる電
圧とそこでの電流を現わす。

トランスの電圧と磁化電流は第５図の波形５３０と５４
０に示されている。波形５５０と５６０は各々整流ダイ
オード３１４とフライバックダイオード３１３に流れる
電流を描いている。

第３図の等価回路は、トランスが全て巻回数が同じと仮
定しているので、コイルそのままは記してない。コイル
の、漏れインダクタンスは、一次コイル、２次コイル、
リセットコイルに対して、３０９ａ、　３１１．ａと３
１２ａとしである。変換器の出力負荷は、定電流シンク
３２０として示されており、これは、順方向変換器がそ
の誘導出力フィルターにより、はぼ標準定常電流を出力
する。トランスの磁化コイルは独立インダクタンス３０
７として示されている。

スナバ−／リセット回路は図示されている様に、キャパ
シタ３５６、ダイオード３５４と３５５、リセットコイ
ル３１２ａから構成される。インダクタンス３１２ａは
コイル２５２の漏れインダクタンスである。

キャパシタ３５６とダイオード３５５は１、シゃ断過程
でパワートランジスタ３１５から電流を転流させスナバ
−回路として機能し、スイッチング・ロスを無くす。キ
ャパシタ３５６は、ダイオード３５４と３５５、及びリ
ークインダクタンス３０９ａと３１２ａを介して、イン
ダクタンス３０７中の電流をリセ・ソトし、これにより
、パワートランス２１０（第２図）のコアをリセットす
る。磁化コイル３０７に貯蔵されているエネルギーはト
ランジスタ３１５がオフの時キャパシタ３５６と共振し
、磁化インダクタンス３０７の電流の極性は反転し、そ
の結果、トランスのコアの磁束の偏倚はバイポーラとな
り、変換器の動作の各周期でコアがリセットされる。

スナバ−／リセット回路の動作は典型的な動作サイクル
を説明することにより説明でき、この動作サイクルによ
ればパワースイッチ３１５が導通状態は時刻１０　　（
第４図、第５図）以前に始まっている。　時刻ｔ。（第
４図、第５図）以前にトランジスタ３１５がオン状態に
あり、そして、前回のスイッチオンに伴う遷移が終った
後は、リークインダクタンス３０９ａ、　３１１ａ、と
３１２ａにかかる電圧は０である。整流ダイオード３１
４は、導通状態、そしてダイオード３１３．３５４と３
５５はバイアスがかかって非導通状態である。入力端子
３０１と３０２間にかかるＤＣ電圧は磁化インダクタン
ス３０７にも、第５図の波形５３０中のレベル５３１の
通りかかっているので、磁化電流は第５図の波形５４０
中の線５４１の通り一定の傾きで増加する。キャパシタ
３５６にかかる電圧は第４図の波形４１０中の線４１１
の通り時刻ｔ。までは０であり、コンデンサー３５６を
流れる電流は第４図の同じ時刻での波形４２０中の線４
２１の通り、やはり０である。

第４図、第５図で記された時刻ｔ。には、トランジスタ
３１５もバイアスがかかってその時の導通状態から、非
導通状態に遷移を始める。トランジスタ３１５がオフ状
態へ移り始めると、コレクタ・エミッタ間電圧はほぼ０
の値から増え始め、ダイオード３５５は順方向にバイア
スかがかり始め、導通し始める。それまで１次コイル２
ｏ９（第２図）とパワートランジスタ３１５を流れてい
た電流は今度は、パワートランジスタ３１５をバイパス
して、ダイオード３５５からキャパシタ３５６へ流れ込
み始める。時刻ｔ。からｔｌの間、第４図の波形４２０
中の電流パルス４２２として表わされているこの電流は
キャパシタ３５６を一定の割合で充電し、第４図の波形
４１０中の線４１２で表わされる線形ランプ電圧上昇を
キャパシタ３５６に起こす。この波形は時刻ｔ１にＤＣ
入力電圧と等しくなるまで上昇し続ける。

時刻１０とｔｌの間キャパシタ３５６の抑止動作は、電
流がパワートランジスタスイッチ３１５よりもキャパシ
タに流れ込んでいる時に働き、その結果、好ましくない
スイッチオフに伴うトランジスタのストレスを抑止する
。磁化インダクタンス３０７中の磁化電流及び電流源３
２０の電流が共にこの期間、基本的に一定であるため、
電圧の上昇は線形である。

１　］ 時刻ｔ１には、ダイオード３５４と３５５は共にバイア
スがかかり、キャパシタ３５６にかかる電圧がサイン波
状に増えるに従って導通し、入力電圧プラス出力電流と
回路の特性インピーダンスで決まる値に到達する。

時刻ｔ１とｔ２の間、キャパシタ３５６に流れる電流は
第４図の波形４２０中減少曲線４２３のように減少し始
め、キャパシタは基本的に、漏れインダクタンス８０９
ａ、　３１１ａ、と３１２ａと共に、１７４周期の間発
振する。最後に、時刻ｔ２では漏れインダクタンス３１
１ａの電流は０になり、整流ダイオード３１３は非導通
状態となる。

時刻ｔ　からｔ４においては、キャパシタ３５６は磁化
インダクタンス３０７と共に発振する。漏れインダクタ
ンスは、この期間、回路動作にはほとんど影響を及ぼさ
ない。キャパシタ３５６にかかっている電圧はサイン波
４１５の通りで流れる電流はコサイン波４２５の通りで
ある。

電圧は時刻ｔ３でピーク値４１４で共振し、その時、漏
れインダクタンス３１１ａは０で共振する。

時刻ｔ２からｔ４の間では、キャパシタ３５６での電流
は、基本的に磁化インダクタンス３０７に流れる磁化電
流と等しい。整流ダイオード３１４は、トランスの電圧
の極性が反転しないようにクランプするという機能を果
している。

時刻ｔ４になると、第５図の波形５５０の電流ステップ
５５３で示される様に、整流ダイオード３１４は導通し
始める。フライバックダイオード３１３も、ｔ　からｔ
５の期間、波形５６０のレベル５６３で示される様に導
通し続ける。時刻ｔ４では、キャパシタ３５６は発振が
止まり、電流は主に、インダクタンス３０７．３］１ａ
、ダイオード３１４と３１３の間で流れる。インダクタ
ンス３５６中を流れる電流は、波形４２０中のレベル４
２６と示される様に０で、その電圧はｔ４とｔ５の間で
波形４１０中のレベル４１６に示される様に、ＤＣ入力
電圧に等しい。

時刻ｔ５まで電流は流れ、この時点で、パワトランジス
タスイッチ３１５は再びオンになり、入力電圧は波形５
３０中のレベル５３５に示される様に、１次コイルに印
加され、キャパシタ中の電流は波形４２０中の負電流パ
ルス４２７であり、これはキャパシタ３５６の電圧を波
形４１０中の０レベル４１７に到達する様減衰させる。

電流パルス４２７は半周期の共振パルスで、この共振は
キャパシタ３５６と漏れインダクタンス３０９ａ、　３
１１ａ、と３１２ａとによるものである。

出力電流が大きい時は、ダイオード３５４は電流パルス
４２７が負に共振するのを防止する。これはインダクタ
ンス３０９ａと３１２ａ及びダイオード３５５の間の電
流によるロスを防止する。

出力電流が小さい時は、漏れインダクタンス３１２ａの
電流は正になり、この時、キャパシタ３５６にかかる電
圧は負に発振し、ダイオード３５５が導通する。この場
合、ダイオード３５４は、インダクタンス３０９ａと、
３１２ａ及びダイオード３５５と３５４に電流が流れる
のを防げない。従って、低電流では、ダイオードは短絡
しても、はとんど回路に悪影響はない。電流パルス４２
７の電流路は、キャパシタ３５６からダイオード３５４
、インダクタンス３０９ａと３１２ａそしてパワースイ
ッチ３１５である。この電流は、キャパシタ電圧をＯに
リセットし、次にパワートランジスタスイッチがオフに
なった時、しゃ断抑止として機能する。

上述の共振電流はｔ　からｔ４間で流れ、コアのりセッ
ト機能を果たす。磁化インダクタンス３０７中の電流の
反転は、単にトランスのコアのリセットのみならず、第
７図に示した様に、コア磁束の偏倚をバイポーラ化し、
そのためトランスのコアの磁束の偏倚に起因するヒステ
リシス曲線７０７は、従来のリセット回路付の従来の順
方向変換器のヒステリシスループ７０３と比べ、グラフ
７０１の原点７００に関し対称である。

スナバ−／リセット回路の他外の実施例は第６図に示さ
れている。ここでは、回路配置は異なるが、動作として
は基本的に第２図の回路と全く同じになっている。回路
配置の違いには、キャパシタ　　６５６を正入力端子６
０１に、キャパシタ６５６を直接リセットインダクタン
ス６０９に、そしてダイオード６４１をキャパシタ６５
６を介して入力端子６０２に各々接続しパワースイッチ
６１５の浮遊インダクタンスにより共振するのを防ぐ。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の別々にリセット回路とスナバ−回路を
持つ変換器を示す図、 第２図は、本発明のを具体化した、スナバ−／リセット
回路を含む変換器を示す模式図、　第３図は、第２図と
電気的には等価だが、第２図に示した回路の動作を説明
する為の図、 第４図と第５図は、第３図の回路の動作を説明するのに
都合の良い波形を示す図、 第６図は、本発明のスナバ−／リセット回路を実現した
他の実施例を示す図、 第７図は、本発明の順方向変換器と従来の順方向変換器
を比較するのに便利なり−Ｈループを示す図である。 ２０９・・・一次マイル ２１０・・・二次マイル ２５２・・・リセットコイル ２５４・・・ダイオード ２５５　・・・　　　　〃 ２５６・・・キャパシタ（電荷蓄積手段）２１５・・・
パワースイッチ 出　願　人：アメリカン　テレフォン　アンド些■

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）磁気インダクタンスを有し、一次コイル、二次コ
   イル、リセットコイルからなるトランスと、ＤＣ電圧を
   入力する入力手段と、 負荷を駆動する出力手段と、 入力手段と一次コイルとの間に挿入されるパワースイッ
   チと、 二次コイルと出力手段との間に挿入される整流手段とフ
   ィルタ手段とからなるコンバータ回路において、 パワースイッチが切れる際に、一次コイルの電流をパワ
   ースイッチから電荷蓄積手段に変更する第１のスイッチ
   と、 パワースイッチが非導通状態時に、電荷蓄積手段をリセ
   ットコイルに連結する第２のスイッチと、この電荷蓄積
   手段はパワースイッチが切れている半サイクルの間、ト
   ランスの磁気インダクタンスに応じた所定のキャパシタ
   ンス値を有し、パワースイッチが非導通状態時に磁気電
   流の方向を反転させ、 トランスのセット、リセット時に、バイポーラフラック
   スが生じるように、逆電流のピーク値と順電流のそれと
   を一致させるようにしたことを特徴とするコンバータ回
   路。
2. （２）第１のスイッチは、１次コイルと電荷蓄積手段と
   の間に挿入される第１のダイオードで、第２のスイッチ
   は、リセッチコイルと電荷蓄積手段との間に挿入される
   第２のダイオードであることを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載のコンバータ回路。
3. （３）第１のダイオードと電荷蓄積手段は、パワースイ
   ッチと分路接続されたことを特徴とする特許請求の範囲
   第２項記載のコンバータ回路。
4. （４）リセットコイルは、電荷蓄積手段に直接接続され
   ていることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載のコ
   ンバータ回路。