JPH0241761B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は交流電源に接続される比較的軽負荷の
電圧制御を行うもので、主として、空気調和機の
誘導電動機の速度制御に適する。

従来例の構成とその問題点 従来例について第１図〜第３図を用いて説明す
る。

第１図は一般に広く知られる出力電圧可変型単
巻変圧器（以下スライダツクと呼ぶ）を示す。１
は交流電源、２はスライダツク、３はスライダツ
ク２の出力タツプ、４は負荷である。いまスライ
ダツク２の入力に印加された交流電源１の電源電
圧V_Iは、出力タツプ３の位置により比較的に減
少して、負荷４に負荷電圧V_Lとして印加される。
電源電圧V_Iと、負荷電圧V_Lの様子を、第３図に
それぞれ実線及び、破線を用いて示す。

スライダツクにより交流出力電圧を可変する方
式は構造が簡単で、割合安価なため広く使用され
ているが、欠点としては、重量が重く、構造が機
械的であるため、システムとして制御するには不
適であるということが上げられる。また、出力電
圧を決定する要因は、機械的な接触による為、長
期信頼性、環境信頼性が低いという問題点もあ
る。

次に電子式の交流電圧可変方式の一例を第２図
に示す。

５，６はダイオード、７はNPNトランジスタ、
８はPNPトランジスタ、９は固定抵抗器、１０
は可変抵抗器である。１及び４は第１図と共通で
ある。

固定抵抗器９及び可変抵抗器１０によりNPN
トランジスタ７とPNPトランジスタ８のそれぞ
れベース電圧が決定され、エミツクの電位が決定
し、従つて負荷４に印加される電圧が決まる。交
流電源１の正相及び逆相にそれぞれのトランジス
タ７，８が対応し、交流電源１と、負荷４に印加
される電圧との差、即ち電圧降下分はトランジス
タ７及び８のV_CEとして消費される。ダイオード
５及び６はそれぞれのトランジスタ７，８が逆バ
イアスされた際のベース→コレクタ電流を阻止す
る為に必要である。

第２図の回路によつても電源電圧V_I及び負荷
電圧V_Lの電圧波形は第３図の様になる。

第２図によれば、可変抵抗器１０を可変するこ
とにより負荷電圧V_Lを可変することができるが、
主に電力消費を行うトランジスタ７，８が２素子
となること、相互のコレクタに絶縁が必要なこと
等により、小型化、低価格化に限界がある。また
トランジスタ７，８のベースに入つている可変抵
抗器１０の両端には負荷電圧V_Lが常に印加され
ており、結局、可変抵抗器１０には交流電源１の
電圧V_I相当の耐圧が必要になり、更に出力を安
全に可変操作するために絶縁も必要になる。従つ
てこの回路をマイクロコンピユータ等を用いてシ
ステム化するためには、絶縁、高耐圧の制御素子
が必要となり、コンパクトなシステムには適合し
なくなつてしまう。

発明の目的 そこで本発明は上記従来例の問題点を克服し、
単純な回路構成で、システム化も可能な、比較的
軽負荷を対象とした電力コントロールを目的とす
るものである。

発明の構成 そして上記目的を達成するために本発明はダイ
オードブリツジの交流入力の一端を負荷を介し
て、また他端を直接単相交流電源に、それぞれ接
続し、前記ダイオードブリツジの直流出力に、パ
ワーMOS FETのドレイン及び、ソースを接続
し、前記ドレイン及びソースに並列に、固定抵抗
器及び可変抵抗器の直列回路を接続し、更に、前
記固定抵抗器及び可変抵抗器の接続点に前記パワ
ーMOS FETのゲートを接続し、前記可変抵抗
器に抵抗値を可変することにより、前記負荷に印
加される電圧を可変する構成とするとともに、前
記パワーMOS FETと他の半導体電力制御素子
とを同一放熱器に取付け、この放熱器には前記半
導体電力制御素子の停止に応動して停止する送風
機による通風を行う構成としたものである。

実施例の説明 第４図においてＮチヤンネルのFET１２のド
レイン−ソース間には電源電圧V_Iから負荷電圧
V_Lを引いた電圧が印加されており（以下ドレイ
ン電圧V_DSと略す）、ドレイン電圧を固定抵抗器
９と可変抵抗器１０で分圧された電圧がゲート−
ソース間に印加されている（以下ゲート電圧V_GS
と略す）。第６図及び第７図はFET１２の特性図
である。第６図はI_DS−V_GS特性を示す。通常、
FETにはスレツシユホールド電圧V_THがあり、ゲ
ート電圧V_GSがスレツシユホールド電圧V_THを越
すとON領域に入つてドレイン電流I_DSが流れる。

第７図は、I_DS−V_DS特性を示す。ゲート電圧
V_GSをパラメータとして、ドレイン電流I_DSとドレ
イン電圧V_DSの関係が求められる。第７図中の一
点鎖線が、第４図に示す回路の動作点を示してい
る。I_DPはV_L＝V_Iのときのドレイン電流I_DSのピー
ク電流値を示す。V_DPはV_L＝Ｏ即ちV_DS≒V_Iのと
きのドレイン電圧V_DSのピーク電圧値を示す。ゲ
ート電圧V_GSの値を上昇させるとドレイン電流I_DS
は増加方向、ドレイン電圧V_DSは減少方向へ動作
点が移動する。

更に電源電圧V_Iは交流電圧であるので、電圧
位相により、一点鎖線で示す動作点ラインが第７
図の矢印方向に移動する。

従つて第４図に示す可変抵抗器１０の値をある
値にセツトすると、I_DP−V_DPを結ぶ動作点ライン
上の一点に動作点Ａが求められる。電源電圧V_I
の位相により、動作点は上記動作点ＡとI_DSとV_DS
の原点を結ぶほぼ直線上を移動することになる。

第５図に、電源電圧V_Iと負荷電圧V_Lの関係を
示す。前述のゲードのスレツシユホールド電圧
V_THの影響により、電源電圧V_Iの電圧値が低くな
る位相では、ドレイン電流I_DSが極端に減少する
為負荷電圧V_Lは減少している。

但し、ゲートのスレツシユホールド電圧V_THは
ドレイン電流に対して比較的ゆるやかに減少して
いるため、高調波成分は少ない。

またFET１２に、ゲートのスレツシユホール
ド電圧のほぼＯとなるものを採用すれば、負荷電
圧V_Lはほとんど電源電圧V_Iに相似させることも
できる。

一般に誘導電動機の可変速の手段として、一次
電圧制御が多く用いられている。その手段として
誘導電動機の主コイル及び補コイルの比率を段階
的に切換えて可変速を行う“タツク切換制御”が
広く用いられている。この他にサイリスタによる
位相制御方式もあるが、空気調和機用としては、
ノイズ、及び空気調和機の風洞と共鳴する電気音
の発生が問題となり、一部の分野以外には使用さ
れていない。

本発明による一次電圧制御は、誘導電動機に印
加される電圧を可変する方式であるので、電圧降
下分の電力は、パワーFETの熱損失となるので
放熱器による放熱設計が必要となる。

誘導電動機の一次電圧制御は、“タツク切換制
御”による場合と本発明の様な電圧可変方式の場
合とでは、電源から見た効率はほぼ等しくなる。

つまり、切換タツプを有した誘導電動機の入力
と、本発明の電子式交流電圧可変装置及び切換タ
ツプを有しない誘導電動機の入力和は、各速度域
に於てほぼ等しくなる訳である。

換言すれば、誘導電動機の中、低速度域では、
タツプ切換方式に比べて、誘導電動機自身の損失
が減少し、その損失分をパワーFETが受け持つ
ことになる。

一方、タツプ切換制御の場合は、誘導電動機の
体積的な制約により、タツプ数は通常３〜４本に
制約されているが、本発明によれば、無限に段階
数を設定することができる。またタツプ切換制御
の切換手段は、通常リレーの接点による切換を使
用するが、接点の寿命及び切換音の発生により切
換タイミング及び切換回数に制約があるが、本発
明によれば、無接点、無音であることから、何ら
の制約なしに、変速が可能となる。

また一方、最近、空気調和機の能力制御方式と
して、インバータによる圧縮機の能力制御が広く
採用され始めているが、圧縮機の能力制御の特徴
を生かせる為には、空調フイーリング、吹出温
度、省エネルギー等の面から、特に空内側送風機
に使われる誘導電動機のきめ細かな速度制御が強
く要望されている。本実施例はこの要求に応える
とともに、インバータ装置の電力制御素子（通常
はパワートランジスタ、GTO等）の放熱器に着
目し、本発明の電子式交流電圧可変装置と、イン
バータ装置の双方の放熱器を一体とするもので、
特に窓取付形等の一体型空気調和機等に使用する
と効力を発輝する。

次に本発明の一実施例につき、第８図、第９図
を用いて説明する。

第８図は本発明の一実施例による空気調和機の
システム回路図である。１３は電子式交流電圧可
変装置、１４は誘導電動機を用いた室内側送風
機、１５は電力制御素子、１６はインバータ装
置、１７は圧縮機、１８は室外側送風機、１９は
室内側送風機１４の入切接点、２０はインバータ
装置１６及び室外側送風機１８の入切接点であ
る。電子式交流電圧可変装置１３及びインバータ
装置１６にはそれぞれ速度変速機能があり、マイ
クロコンピユータを用いた制御装置により、コン
トロールされている。ここでFET１２及び電力
制御素子１５を同一放熱器に組付け、且つ室外側
送風機１８による強制通風を行うが、この様子を
第９図の実装図に示す。

２１は放熱器で、予め通風時にはFET１２と
電力制御素子１５の最大損失を見込んで熱設計し
ている。また室外側送風機１８は基本的にインバ
ータ装置のON−OFFに同期しているので、基本
的には放熱器２１は、無通風時は、FET１２の
発熱のみを配慮して、放熱設計をすれば良い。

但し、例えば、空気調和機の暖房中における除
霜時の様に、室内外の送風機１４，１８が停止
で、インバータ装置１６のみがONという条件が
存在する。この場合は、通常インバータ装置１６
は室外側に設置することが多く外気温が低温であ
るので、放熱器２１の周囲温度が低く、除霜中
は、空調負荷が軽いので、インバータ装置１６の
電力制御素子１５の熱損失も小さく、更に室内側
送風機１４が停止しているので、FET１２は
OFFとなつている。

以上の条件で放熱器２１の放熱設計を行うので
あるが、通常空気調和機に於てはインバータ装置
１６の電力制御素子１５の最大損失は、室内側送
風機１４の制御を行うFET１２の最大損失を、
大きく上回つており、結果的に、インバータ装置
１６の電力制御素子１５による放熱器を殆ど、同
サイズで放熱器２１が設計できる。

発明の効果 本発明によれば、比較的軽負荷の電力制御をコ
ンパクトに、安価に提供でき、システム化も容易
にできるというすぐれた特徴を持つている。

第１の特徴は、電子式交流電圧可変装置におけ
る電力制御用の素子が１素子で実現できることで
ある。

第２の出力をコントロールする部分（即ち第４
図に於ける可変抵抗器１０）に印加される電圧が
低いことである。この電圧はゲート電圧V_GSであ
るので通常の場合10V程度を上限として制御でき
る。従つて、交流電源100Vまたは200V系の制御
を行うには極めて低い制御電圧であり、フオトカ
プラ等を使用して、容易にマイクロコンピユータ
等を組合せて、システム化することができる。

更に、回路構成が極めて単純であり、安価に構
成できること、各部品のシヨート、オープン等の
異常時に対しても、回路の電源側に負荷が入つて
いることから、安全性が高いという利点を有して
いる。

また空気調和機の送風機用の誘導電動機を制御
する際に、送風量をほぼ無段に制御でき、無音、
無接点のため、切換操作の制約がなく、誘導電動
機の効率を落すこともなく、且つ、インバータを
並用した機種に対しては放熱器を省略でき、イン
バータを併せて、フイーリングの向上、省エネル
ギー、コストダウン等を総合的に行えるという多
くの利点を有している。

以上、種々の優れた効果を有しており、比較的
軽負荷の電圧制御をシステム的に行う手段として
最適のものとなるのである。

【図面の簡単な説明】

第１図はスライダツクを用いた従来例を示す回
路図、第２図はトランジスタを用いた従来例を示
す回路図、第３図は第１図、第２図の電圧制御波
形図、第４図は本発明の一実施例による電子式交
流電圧可変装置の回路図、第５図は電圧制御波形
図、第６図はFFTのI_DS−V_GS特性図、第７図は
FETのI_DS−V_DS特性図、第８図は本発明の一実施
例による空気調和機のシステム回路図、第９図は
その斜視図である。 １……交流電源、４……負荷、９……固定抵抗
器、１０……可変抵抗器、１１……ダイオードブ
リツジ、１２……パワーMOS FET、１３……
電子式交流電圧可変装置、１４……室内側送風
機、１５……電力制御素子、１６……インバータ
装置、１７……圧縮機、１８……室外側送風機、
１９……入切接点、２１……放熱器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ダイオードブリツジの交流入力の一端は負荷
   を介して、また他端は直接単相交流電源に、それ
   ぞれ接続し、前記ダイオードブリツジの直流出力
   に、パワーMOS FETのドレイン及び、ソース
   を接続し、前記ドレイン及びソースに並列に、固
   定抵抗器及び可変抵抗器の直列回路を接続し、更
   に、前記固定抵抗器及び可変抵抗器の接続点に前
   記パワーMOS FETのゲートを接続し、前記可
   変抵抗器の抵抗値を可変することにより、前記負
   荷に印加される電圧を可変する構成とするととも
   に、前記パワーMOS FETと他の半導体電力制
   御素子とを同一放熱器に取付け、この放熱器には
   前記半導体電力制御素子の停止に応動して停止す
   る送風機による通風を行う構成とした電子式交流
   電圧可変装置。