JPH0241777A - アーク加工用電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流または正、負に出力極性が切換え可能な
アーク加工用電源装置の改良に関するものである。

〔従来の技術〕

第４図に従来のアーク加工用電源装置の例を示す。同図
において、１は交流電源であり通常は単相または三相の
商用交流覗源か用いられる。匂２は整流回路であり、簡
単な平滑回路を含む。３は整流回路２の直流出力を高周
波交流に変換するインバータ回路、４はインバータ回路
３の出力を加工に適した電圧に変換する高周波変圧器で
ある。

５は整流回路、６ａないし６ｄはブリッジ接続されたス
イッチング用トランジスタ、７　ａ　ｆｉいし７８はア
ーク加工用の電極、９は被加工物、１０はスイッチング
用トランジスタ６ａｆ、にいし６ｄのうち６ａと６ｂま
たは６ｃと６ｄをそれぞれ１組として各組のトランジス
タ毎に交互に導通・遮断する信号を供給するための極性
切換制御回路、１１は出力電流設定回路、１２は出力電
流検出器、１３は出力電流設定回路の出力Ｉｒと出力電
流検出器１２の出力Ｉｆとを比較し差信号（Ｉｒ−Ｉｆ
）を得る比較器、１４は比較器１３の出力に応じてイン
バータ回路３の出力パルス幅を調整するＰＷＭｉｌｉｌ
Ｊａｔ１式のインバ−タ制御回路である。また図中に示
すＣは回路の浮遊容量を示し、Ｌは出力端子から電極８
および被加工物９に至る間の電カケープルのインダクタ
ンスを示す。

第４図の装置において、交流型＃、１の出力は整流回路
２にて直流に変換された後インバータ回路３にて高周波
交流に逆変換される。このインバータ回路３においては
、出力電流設定器１１の出力Ｉｒが出力電流検出器１２
の出力Ｉｆと比較器１３にて比較され、差信号△Ｉ＝１
．−Ｉｆ　　に応じてインバータ制御回路１４が出力パ
ルス幅を決定し、出力電流を設定値に保つようフィード
バック制御される。インバータ回路３の出力は変圧器４
によってアーク加工に適した電圧に変換され、整流回路
５にて再び直流に変換される。この直流出力はトランジ
スタ６ａないし６ｄからなるブリッジ回路の直流端子に
供給され、ブリッジ回路の交流端子は出力端子ａおよび
ｂに接続されて電極８および被加工物９と電カケープル
にてそれぞれ接続される。またトランジスタ６ａｆｌい
し６ｄは極性切換制御回路１０からの１言号によってト
ランジスタ６ａと６ｂ、トランジスタ６Ｃと６ｄとがそ
れぞれ１組となって各組のトランジスタが交互に導通ず
るよう制御される。この結果電極８および被加工物９か
らなる負荷には極性切換制御回路１０の出力を調整する
ことによって正および負の直流から高周波交流まで任意
の周波数の矩形波交流を供給することができる。

〔発明が解決しようとする間頂点〕

上記従来装置においては、出力極性の切換と出力電流の
制御とが全く独立して行なわれているためにつぎのよう
な問題がある。

いまトランジスタ６ａと６ｂとが導通しており、電極８
が正の極性の電流■。が流れているとする。

この状態から出力電流の極性を切換えるべくトランジス
タ６ａ、６ｂに対するベース電流を遮断し同時にトラン
ジスタ６ｃ、６ｄにベース電流を供給すると、若干の遷
移時間の間はトランジスタ６ａ　ｆＸいし６ｄのすべて
が導通することになる。このとき整流回路５の出力電流
は急増しようとするかインバータ回路３は前述のように
定電流制御されているためにこれを抑制する方向に動作
する。

また電、極８および被加工物９は整流回路５からの電流
の供給がなくなり、電カケープルのインダクタンスしに
蓄えられていた電磁エネルギー（１／２・ＬＩ％　　）
によってそれまでと同方向の電流が流れつづけてアーク
が継続している。この電流は電極８−アーク→被加工物
９−ダイオード７Ｃ−整流回路５および浮遊容量Ｃ−ダ
イオード７ｄ−電極８を巡る回路を流れる。トランジス
タ６ａ、６ｂの遷移時間の後にこれらが完全に遮断する
とインダクタンスＬの蓄積エネルギーによる上記循環電
流は整流回路５の出力とともに浮遊容量Ｃを充電する。

インダクタンスＬと浮遊容量Ｃとによって定まる振動周
期の後にこの循環電流か零点を通るときに電流は停止し
、このときすでに導通信号か供給されているトランジス
タ６ｃ、６ｄによって整流回路５から先と逆方向の電極
８を負電位とする方向の電流か流れる方向に電極８と被
加工物９とに逆方向の電圧が印加される。これによって
電極８と被加工物９との間にアーク放電が再生し、再び
電流が流れ始める。

第４図の装置の極性切換は上記のような経過をたどるの
で、逆方向のアーク再生の直前には浮遊容量Ｃは相当高
い電圧に充電されることになる。

この充電電圧はアークの再生に際して電極８と被加工物
９との間に発達しつつある絶縁を破壊するために有効な
ものであるが、一方完全遮断した直後のトランジスタ（
上記の場合はトランジスタ６Ｃ，６ｄが導通状態になる
ためにトランジスタ６ａ、６ｂ）にもそれぞれ加工部と
並列に印加されることになるので、この電圧がトランジ
スタ６ａ、６ｂの順方向耐圧を超えると破壊に至ること
になる。またこの電圧は当然並列に接続されている整流
回路５を構成する整流素子にも印加されるので、これら
の破壊を招くことにもなる。

上記の極性切換時に発生する浮遊容量の充電電圧は、電
カケープルに蓄えられる電磁エネルギーに比例して高く
なる。このため加工電流の大なるときや、比較的小電流
でも電カケープルが長いときには、発生電圧がアークの
再生に必要な電圧よりもはるかに高くなって回路を構成
している素子が破壊される危険性がある。このような高
電圧の発生を防止するためには、図の浮遊容量を積極的
に大きくすることが考えられる。このためにはコンデン
サを整流回路の出力端子間に接続すればよいが、あまり
大きな容量のコンデンサを接続するとこのコンデンサを
充電するためにアークの再生が悪くなったり、出力電流
の制御に遅れを生じるような逆効果を招くことになる。

それ故、実際には各素子のけ圧を回路電圧に対して必要
な耐圧のさらに数倍もの高耐圧のものを使用する他なく
高価な装置きなっていた。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、上記従来装置の問題点を解決するために、極
性の切換時にスイッチング素子に印加される電圧が高く
なったときにこれを直流電源側へ回生するようにしたも
のである。

〔作用〕

本発明においては、極性の切換に際して異常に高い電圧
が発生したときには、これを出力調整回路を超えて直流
電源側へ回生するものであるので、切換のときに電カケ
ープルのインダクタンスに蓄えられた電磁エネルギーが
大きいときにもスイッチング素子に印加される電圧を抑
制することができるものである。

〔実施例〕

第１図に本発明の実施例を示す。同図において工ないし
１４は第４図の従来装置の同符号のものと同機能のもの
を示している。１５は整流回路５の出力ラインに接続さ
れた電力回生回路であり、入力端子１５ａ、１５ｂ間の
電圧が設定値以上になったときに入力電圧を整流回路２
の出力電圧より高い電圧に変換して出力端子１５ｃ、１
５ｄから整流器′たＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの例を示
す接続図である。

同図において１５１は発振器であり、入力電圧が設定値
以上になったときにデユーティが５０％以下の高周波の
矩形波パルスを発生する。１５２は変圧ダイオードであ
る。

第２芽を電力回生回路において、入力端子１５ａ、１５
ｂ間の電圧が設定値よりも低い間は発振器１５１は出力
パルスを発生せず、したがってスイッチング用トランジ
スタ１５３は遮断のままであり電力の回生は行なわれな
い。入力電圧が設定値を超えると発振器１５１は高周波
パルスを発生し、これによってスイッチング用トランジ
スタ１５３がＯＮ−〇ＦＦであると電流の流入は起り得
ないが、通常商用周波の交流電源を整流する場合には平
滑用コンデンサが出力端子に並列に接続されているので
回生きれてきた電力はこのコンデンサに蓄えられること
になる。この整流回路２の出力はインバータ回路３によ
って出力が調整されるので整流回路２には大きな容量の
平滑用コンデンサがあっても出力の制御の応答速度や積
度には影響しない。それ故、整流回路２の出力部に並列
に十分な容量のコンデンサを接続しておけば回生されて
きた電力を十分に蓄えてかつそれほど高電圧になること
はない。

また、発振回路１５１の発振開始設定電圧としては、第
１図において極性切換時に必要とされるア構成されたＤ
Ｃ／ＤＣコンバータが動作して出力端子１５ｃ、１５ｄ
　　に高い直流電圧を発生する。この電圧が整流回路２
の出力電圧よりも高くなると入力端子１５ａ、１５ｂ　
　に供給された直流電力は出力端子１５ｃ　、　１５ｄ
から整流回路２に向って流れることになる。ここで整流
回路２七しては整流器のみ設定電圧によって得られる２
次出力電圧が整流回路２の出力電圧より高くなる値に選
定すればよい。

あるので数１０ＫＨｚないし数１００ＫＨｚとすれば十
分である。また、スイッチング用トランジスタ１５３と
しては、スイッチング速度が１μｓ以下であるものが望
ましく、例えば、米国ＩＸＹＳ社製のＭＯＳたものに限
らず、発生した高電圧を直流電源側へ回生し得るように
電圧変換するＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃ変換回路であればよく、例
えば公知のインバータによって一旦ＤＣ／ＤＣ変換した
後にこれを変圧器によって所定の電圧に変換し整流して
直流とするものでもよい。　また、直列コイルによって
昇圧する昇圧形スイッチングレギュレータを用いてもよ
い。

第２図（ｂ）は、昇圧形スイッチングレギュレタの例で
あり、トランジスタ１５３の０Ｎ−ｏＦＦと直列リアク
トル１５７によって入力電圧を昇圧して直流電源側に回
生ずるものである。

さらにまた、本発明は第１図に示したような構成のもの
に限らず他の構成のものでもよい。

例えばインバータ回路３、変圧器４および整流回路５に
よって調整された直流出力を得るかわりに整流回路２の
前に変圧器を設けて所定の電圧の直流電圧を整流回路２
から得るように直流電源部を構成しておき、インバータ
回路３と整流回路５とに代えて直列トランジスタを接続
してスイッチング式またはアナログ式シリーズレギュレ
ータヲ構成してもよい。この場合も電力回生回路１５の
出力は第１図の場合と同様に整流回路２の出力側に供給
すればよい。

さらにまた、極性切換回路も第１図て示したよ巻線をセ
ンタータップ付とし、この２次巻線の回出力をそれぞれ
ダイオードによって正・負２系統の直流出力とし、回出
力をそれぞれ直列トランジスタによって０Ｎ−ＯＦＦ制
御して極性の切換を行うようにしてもよい。第３図はこ
のようにした本発明の別の実施例である。同図において
、変圧器４は２次巻線にセンタータップを有し、ダイオ
ード１６ａないし１６ｄによってそれぞ゛れ正・負の２
系統の両波整流回路を構成し、この２系統の直流出力は
それぞれ直列接続された交互に０Ｎ−ＯＦＦ制御される
トランジスタ１７ａ　、　１７ｂによって電極８および
被加工物９に導ひかれ、第１図の実施例と同様の効果を
得る。この場合、極性切換時に高電圧に充電されて極性
切換用トランジスタ１７ａと１７ｂとに直接影響する浮
遊容量はダイオード１６ａと１６ｂの共通接続点とダイ
オード１６ｃと１６ｄとの共通接続点との間であるので
電力回生回路１５の入力は図示のようにこの部分から取
ればよい。

なお同図において１８ａ、１８ｂ　　はトランジスタ保
護用ダイオードであり、その他はそれぞれ第１図と同機
能のものに同符号を付して説明を省略する。

〔発明の効果〕

本発明の装置は上記のように動作するので、極性の切換
時に高い電圧が誘起されようとしてもこれが電源側に直
ちに回生されるので、異常な高電圧に至ることがなくな
る。それ故、従来のように単純なコンデンサによるサー
ジ吸収を行うときのようにアークの再生および再生後の
出力電流の立上り速度を損うことがない。したがって、
極性切換時の特性を損うことなく、耐圧の低いトランジ
スタが用いられるので安価な装置とすることができる。

【図面の簡単な説明】

第３図は本発明の別の実施例を示す接続図、第４図は従
来のｉｔの例を示す接続図である。 ２・・・整流回路、３・・・インバータ回路、４．１５
２・・・変圧器、５・・・整流回路、６ａないし６ｄ、
１６ａ、１６ｂ、１５３　　・）−ランジスタ、７ａな
いし７ｄ。 １６ａないし１６ｄ、１７ａ、１７ｂ、１５＄、１５６
−ダイオード、８・・・電極、９・・・被加工物、１０
・・・極性切換制御回路、１１・・・出力電流設定回路
、１２・・・出力電流検出器、１３・・・比較器、１４
・・・インバータ制御回路、１５・・・電力回生回路、
１５１・・・発振器代理人　弁理士　　中　　井　　　
宏 （良） （し）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、直流電源と、前記直流電源の出力をスイッチング素
   子により所望の電圧または電流に調整する出力調整回路
   と、前記出力調整回路の出力を正・負両極性に切りかえ
   て負荷に供給するスイッチング回路と、前記出力調整回
   路の出力端子に前記スイッチング回路と並列に入力端子
   が接続されて入力電圧が所定値を超えたときに入力電力
   を前記直流電源に回生する電力回生回路とを具備したア
   ーク加工用電源装置。