JPH0246117Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、ドライブトランスを使用してスイツ
チングモードで動作させるトランジスタドライブ
回路に関する。

この種のトランジスタドライブ回路は、たとえ
ばスイツチング電源等に広く用いられるものであ
るが、従来は第１図に示すように、プリドライバ
用のトランジスタQ₁によるトランジスタ回路と、
メインのトランジスタQ₂によるトランジスタ回
路とを、ドライブ用の変圧器T₁によつて結合し
た回路構成となつていた。この回路において、ト
ランジスタQ₁がベースに入力されるパルスによ
つてオンになると、巻線N₁₁に流れるオン電流に
よる起磁力に基づいて、巻線N₁₂に起電力が誘起
し、起電力E₂によつてトランジスタQ₂のベース．
エミツタ間が順方向にバイアスされ、トランジス
タQ₂がオンとなる。

次にトランジスタQ₁がオフになると、オン時
に蓄積された励磁エネルギーによつて、巻線N₁₂
に前記起電力E₂に対して逆方向となるフライバ
ツク電圧E₂′が誘起する。このフライバツク電圧
E₂′はトランジスタQ₂のベース．エミツタ間を逆
方向にバイアスするので、トランジスタQ₂がオ
フとなる。このようにして、トランジスタQ₁の
スイツチング動作により、変圧器T₁を介して結
合されたトランジスタQ₂をスイツチングさせ、
直流入力V₂をオン、オフするものである。なお
＋V₁はトランジスタQ₁の直流電源電圧、R₁はト
ランジスタQ₂のベース電流制限用の抵抗である。

ところで、トランジスタを上述のような、スイ
ツチングモードで動作させる場合、損失を少なく
し、トランジスタを小形、低価格化すると共に、
効率および信頼性を向上させるためには、トラン
ジスタのターンオン時間、ターンオフ時間をでき
るだけ短くしてスイツチングを高速化することが
必要である。ところが、従来のトランジスタドラ
イブ回路は、絶縁等の理由から変圧器T₁を用い
て２つのトランジスタ回路を結合していたため、
変圧器T₁の巻線N₁₁，N₁₂におけるリーケージイ
ンダクタンス分が働いて、トランジスタのスイツ
チングが遅くなるという宿命的な欠点があつた。
すなわち、変圧器は一般に第２図の等価回路に示
すように、一次巻線N₁₁のリーケージインダクタ
ンスL₁₁および二次巻線N₁₂のリーケージインダ
クタンスL₁₂をＴ型に接続した等価回路となる。
このリーケージインダクタンスL₁₁，L₁₂のため、
第３図ａに示すような立上りの良好なパルスをト
ランジスタQ₁のベースに供給した場合でも、変
圧器T₁の巻線N₁₂に発生する起電力E₂は、第３図
ｂに示すように立上りが鈍化する。このため、ト
ランジスタQ₂のベース電流の立上りも第３図ｃ
に示すように鈍化し、トランジスタQ₂のスイツ
チング出力たるコレクタ．エミツタ間電圧VCE
の立上り特性が、第３図ｄのように鈍くなるので
ある。このため、従来のトランジスタドライブ回
路は、損失の低減、トランジスタの小形、低価格
化および効率、信頼性の向上に限界を生じてい
た。

特に、このトランジスタドライブ回路を用い
て、第４図に示すように、トランジスタQ₂のコ
レクタを変圧器T₂の巻線N₂₁に接続し、巻線N₂₂
にダイオードD₁，D₂、チヨークコイルL₁および
コンデンサC₁等より成る整流平滑回路を接続す
ることにより、スイツチング電源を構成した場合
には、フライホイールダイオードD₁，D₂のリカ
バリータイムのため、トランジスタQ₂のターン
オン時にダイオードD₂がシヨート状態となり、
トランジスタQ₂に大きな突入電流が流れる。ト
ランジスタQ₂の損失の大部分は、このターンオ
ン時の損失によるものであり、トランジスタQ₂
のターンオンスピードが遅くなる程増大する。こ
のため、第４図のスイツチング電源は、トランジ
スタQ₂の損失が大きくなり、トランジスタQ₂と
して大容量かつ高価なものを使用しなければなら
ず、しかも効率、信頼性が低いという欠点があつ
た。

本考案はこの従来の欠点を除去し、トランジス
タのターン．オン．スピードを高速化し、損失を
低減させ、トランジスタの小形、低価格化を図
り、効率および信頼性を向上させたトランジスタ
ドライブ回路を提供することを目的とする。

この目的を達成するため、本考案は、変圧器で
結合された２つのトランジスタ回路のうち、一方
のトランジスタ回路のスイツチング動作によつて
他方のトランジスタ回路をスイツチングさせる回
路において、前記変圧器の巻線に、前記一方のト
ランジスタ回路のオフ動作時に回路に生ずるフラ
イバツクエネルギーによつて記電され、かつ、前
記一方のトランジスタ回路のターン．オフ動作時
に、前記充電電圧を前記一方のトランジスタ回路
に与えられる直流電源電圧またはこれに比例する
電圧に加算する充放電回路を接続し、前記他のト
ランジスタ回路を前記加算電圧信号によつてター
ン．オンさせることを特徴とする。

以下実施例たる添付図面を参照し、本考案の内
容を具体的に説明する。第５図は本考案に係るト
ランジスタドライブ回路の回路図である。図にお
いて、第１図と同一の参照符号は機能的に同一性
ある構成部分を示している。この実施例では、ド
ライブ用の変圧器T₁の一次側巻線に直列に、ダ
イオードD₃を接続すると共に、この一次巻線N₁₁
を巻線N₁₃とN₁₄とに分割し、両巻線N₁₃，N₁₄の
接続点とダイオードD₃のアノードとの間にコン
デンサC₂を接続することにより、充放電回路を
構成してある。充放電回路の別の実施例として、
直流電源電圧V₁と巻線N₁₁との間に挿入接続され
ているダイオードD₃を、巻線N₁₁とトランジスタ
Q₁との間に移し、ダイオードD₃のアノードを巻
線N₁₃の一端に接続すると共に、カソードをトラ
ンジスタQ₁のコレクタに接続し、ダイオードD₃
のカソードと巻線N₁₃，N₁₄の接続点との間にコ
ンデンサC₂を接続する回路構成も考えられる。

次に回路動作を説明する。まず、コンデンサ
C₂の電荷が零である始動時の動作について説明
する。直流電源電圧V₁が供給された状態で、ト
ランジスタQ₁のベースに高レベル“１”の入力
パルスが供給されると、トランジスタQ₁がオン
となる。トランジスタQ₁がオンになると、ダイ
オードD₃を通して巻線N₁₁に励磁電流が流れ、変
圧器T₁の巻線N₁₂に巻数比N₁₂／N₁₁＝α₂に応じ
た電圧が誘起し、この誘起電圧によつてトランジ
スタQ₂がドライブされてオンとなる。この場合、
コンデンサC₂は直流電源電圧V₁側の端子を
（＋）、巻線N₁₄側の端子を（−）として、巻線
N₁₄の両端電圧にほぼ等しい電圧まで充電され
る。

次に、トランジスタQ₁に供給される入力パル
スが低レベル“０”になると、トランジスタQ₁
がターン．オフする。これに続いてトランジスタ
Q₂もターン．オフする。トランジスタQ₁、Q₂の
ターン．オフ動作により、オン時の励磁エネルギ
ーがフライバツクエネルギーとして、変圧器T₁
の巻線に蓄えられる。この場合、巻線N₁₁のフラ
イバツク電圧に注目して見ると、フライバツク電
圧はオン動作時とは極性が逆になるから、電位的
には、トランジスタQ₁のコレクタ側が最も高く、
次にコンデンサC₂を接続した巻線N₁₃と巻線N₁₄
との接続点が高く、ダイオードD₃を接続した巻
線N₁₄の端部が最も低くなる。このため、コンデ
ンサC₂は巻線N₁₃と巻線N₁₄との接続点側端子を
（＋）、ダイオードD₃との接続点側端子を（−）
とし、ダイオードD₃を通して、巻線N₁₄の両端に
生じるフライバツク電圧に略等しい電圧で充電さ
れる。従つて、コンデンサC₂はオフ時にはオン
時と逆極性に充電される。

上述のようにして、コンデンサC₂がフライバ
ツクエネルギーによつて充電された後、トランジ
スタQ₁が、第６図ａの高レベル“１”のパルス
入力によつてターン．オンする。ここで、オフ時
にコンデンサC₂に充電された充電電圧は、前述
したように、巻線N₁₃と巻線N₁₄との接続点側端
子を（＋）、ダイオードD₃との接続点側端子を
（−）とする極性になつており、直流電源電圧V₁
と同極性になつている。しかも、ターン．オン初
期には、フライバツクエネルギーによつてコンデ
ンサC₂に蓄えられた充電電圧が、ダイオードD₃
に対して逆方向に印加されているので、ダイオー
ドD₃は不導通である。このため、ターン．オン
時には、変圧器T₁の巻線N₁₃が直流電源電圧V₁
にコンデンサC₂の充電電圧を加算した電圧によ
つて駆動され、巻線N₁₂に生ずる起電力E₂₁は、
第６図ｂのイで示すように、レベルが高くなり、
トランジスタQ₂のベース電流が、第６図ｃに示
すように、ターン．オン初期にピークとなり、ト
ランジスタQ₂が第６図ｄに示すように急速にタ
ーン．オンすることとなる。

また、第５図の実施例の場合、直流電源電圧
V₁からコンデンサC₂を介して、変圧器T₁の巻線
N₁₃がドライブされ、変圧器T₁の二次側巻線N₁₂
に巻線N₁₃と巻線N₁₂との巻数比N₁₂／N₁₃＝α₁に
比例する起電力E₂₁が発生し、この起電力E₂₁によ
りトランジスタQ₂にベース電流が流れ、トラン
ジスタQ₂がターン．オンする。巻線N₁₃と巻線
N₁₂との巻線比α₁は、一次側の総巻線N₁₁と巻線
N₁₂との巻数比N₁₂／N₁₁＝α₂より大であり、巻線
N₁₂に生ずる起電力E₂₁が高くなる。このため、
ターン．オン時には、直流電源電圧V₁に対する
コンデンサC₂の充電電圧の加算による誘起電圧
E₁₂の上昇作用と、巻数比α₁の増大による誘起電
圧E₁₂の上昇作用とにより、巻線N₁₂に生ずる起
電力E₂₁がより一層上昇し、これによりトランジ
スタQ₂が急速にターン．オンすることとなる。

この後、コンデンサC₂がオフ時と逆方向に充
電されると、ダイオードD₃が導通し、変圧器T₁
が一次側の総巻線N₁₁（＝N₁₃＋N₁₄）を通してド
ライブされ、その二次側の巻線N₁₂にはその巻数
比α₂に比例した起電力が発生し、この起電力によ
りトランジスタQ₂がターン．オン動作を継続す
る。

次に、トランジスタQ₁がターンオフすると、
コンデンサC₂に蓄積されていた電荷がダイオー
ドD₃、巻線N₁₄を通して放電されると共に、変圧
器T₁の巻線N₁₁，N₁₂に生ずるフライバツクエネ
ルギーにより、コンデンサC₂がターン．オン時
とは逆の方向に充電される。これと同時に、トラ
ンジスタQ₂が急速にターンオフする。以上の動
作を繰返して、トランジスタQ₂がトランジスタ
Q₁のスイツチング動作に同期してスイツチング
動作を継続する。

以上のように、本考案においては、コンデンサ
C₂、ダイオードD₃による充放電回路を変圧器T₁
の巻線に接続し、トランジスタQ₁のオフ動作時
に回路に生ずるフライバツクエネルギーによつて
コンデンサC₂を充電すると共に、トランジスタ
Q₁のターン．オン動作時に、コンデンサC₂の充
電電圧を直流電源電圧V₁に加算し、トランジス
タQ₂を加算電圧信号によつてターン．オンさせ
るようにしたから、パワートランジスタQ₂のタ
ーン．オンスピードを高速化し、損失を低減さ
せ、トランジスタQ₂の小形化、低価格化を図り、
効率及び信頼性を向上させることができる。因
に、従来回路ではパワートランジスタQ₂の損失
が8W程度であつたが、本考案ではこれを5W程度
まで低減することができた。

ダイオードD₃、コンデンサC₂による充放電回
路の構成方法としては、第５図に示すものに限ら
ず、種々の変形が考えられる。第７図および第８
図はその例を示している。まず第７図は変圧器
T₁の二次側巻線N₁₂を、巻線N₁₅とN₁₆とに分け、
この巻線N₁₅，N₁₆にコンデンサC₂とダイオード
D₃より成る充放電回路を接続した回路構成とな
つている。コンデンサC₂の一端は充放電回路内
にベース制限用抵抗R₁が入るように、抵抗R₁と
トランジスタQ₂のベースとの接続点に接続して
もよい。この実施例の場合は、トランジスタQ₁
のオフ動作時に、変圧器T₁の巻線N₁₆に生ずるフ
ライバツクエネルギーによつてコンデンサC₂を
充電すると共に、トランジスタQ₁のターン．オ
ン動作時に、コンデンサC₂の充電電圧を、巻線
N₁₂に生じる誘起電圧（直流電源電圧V₁に比例す
る電圧）に加算し、トランジスタQ₂をこの加算
電圧によつてターン．オンさせるようになつてい
る。トランジスタQ₁のオフ動作時には、コンデ
ンサC₂は巻線N₁₆を接続した端子側が（−）、ダ
イオードD₃のカソードを接続した端子側が（＋）
となるように充電される。この充電電圧は、トラ
ンジスタQ₁がターン．オンした時に巻線N₁₂に生
じる誘起電圧と極性が同方向となる。

また、第８図はスイツチング電源等において、
トランジスタQ₁のオフ時に、メインの変圧器T₂
の巻線N₂₃に生ずるフライバツクエネルギーを利
用して、コンデンサC₂を充電し、トランジスタ
Q₁がターン．オンした時にこの充電電圧を直流
電源電圧V₁に加算し、変圧器T₁の巻線N₁₁をこ
の加算電圧によつて駆動するようになつている。
D₄はフライバツクエネルギー充電用のダイオー
ドである。

なお、巻線N₁₃，N₁₄，N₁₅，N₁₆は個別巻線に
よつて構成してもよく、巻線N₁₁，N₁₂に中間タ
ツプを設けて構成してもよい。また、トランジス
タQ₁，Q₂をPNPタイプのトランジスタで構成す
ることも自由である。更に、ベース制限用抵抗
R₁は一次側巻線N₁₁側に設けてもよい。

以上述べたように、本考案は、変圧器で結合さ
れた２つのトランジスタ回路のうち、一方のトラ
ンジスタ回路のスイツチング動作によつて他方の
トランジスタ回路をスイツチングさせる回路にお
いて、前記変圧器の巻線に、前記一方のトランジ
スタ回路のオフ動作時に回路に生ずるフライバツ
クエネルギーによつて充電され、かつ、前記一方
のトランジスタ回路のターン．オン動作時に、前
記充電電圧を前記一方のトランジスタ回路に与え
られる直流電源電圧またはこれに比例する電圧に
加算する充放電回路を接続し、前記他のトランジ
スタ回路を前記加算電圧信号によつてターン．オ
ンさせることを特徴とするから、トランジスタの
ターン．オンスピードを高速化して損失を減少さ
せ、トランジスタの小形化、低価格化を図り、効
率及び信頼性を向上させたトランジスタドライブ
回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のトランジスタドライブ回路の回
路図、第２図は変圧器の等価回路図、第３図は第
１図のトランジスタドライブ回路の各点における
波形図、第４図は第１図のトランジスタドライブ
回路を使用したスイツチング電源の回路図、第５
図は本考案に係るトランジスタドライブ回路の回
路図、第６図は同じくその各点における波形図、
第７図および第８図は同じく他の実施例における
各回路図を示している。 Q₁，Q₂……トランジスタ、T₁……変圧器、
N₁₁，N₁₂，N₁₃，N₁₄，N₁₅，N₁₆……巻線、D₃…
…ダイオード、C₂……コンデンサ。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 (1) 変圧器で結合された２つのトランジスタ回路
   のうち、一方のトランジスタ回路のスイツチン
   グ動作によつて他方のトランジスタ回路をスイ
   ツチングさせる回路において、前記変圧器の巻
   線に、前記一方のトランジスタ回路のオフ動作
   時に回路に生ずるフライバツクエネルギーによ
   つて充電され、かつ、前記一方のトランジスタ
   回路のターン．オン動作時に、前記充電電圧を
   前記一方のトランジスタ回路に与えられる直流
   電源電圧またはこれに比例する電圧に加算する
   充放電回路を接続し、前記他のトランジスタ回
   路を前記加算電圧信号によつてターン．オンさ
   せることを特徴とするトランジスタドライブ回
   路。 (2) 前記充放電回路は、前記変圧器の一次側の巻
   線に接続したことを特徴とする実用新案登録請
   求の範囲第１項に記載のトランジスタドライブ
   回路。 (3) 前記充放電回路は、前記変圧器の二次側の巻
   線に接続したことを特徴とする実用新案登録請
   求の範囲第１項に記載のトランジスタドライブ
   回路。 (4) 前記変圧器の一次巻線を２分し、その接続点
   に前記充放電回路を構成するコンデンサを接続
   したことを特徴とする実用新案登録請求の範囲
   第２項に記載のトランジスタドライブ回路。 (5) 前記変圧器の二次巻線を２分し、前記充放電
   回路は２分された巻線の一つを含む回路ループ
   として構成したことを特徴とする実用新案登録
   請求の範囲第３項に記載のトランジスタドライ
   ブ回路。