JPH02501612A

JPH02501612A - 光学式受信器の入力段におけるダイナミックレンジを増大させる方法及び構成

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Publication number: JPH02501612A
Application number: JP63500558A
Authority: JP
Inventors: ウララ，レイノ
Original assignee: オサケイ―ティエー・ノキア・アクチェボラーグ
Priority date: 1986-12-15
Filing date: 1987-12-08
Publication date: 1990-05-31
Anticipated expiration: 2012-12-10
Also published as: FI91928C; FI892890A0; FI91928B; GB8913268D0; GB2229597B; US4805236A; FI892890L; SE8902143L; JP2690129B2; SE8902143D0; SE462312B; DE3790834T1; GB2229597A; WO1988004867A1

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】光学式受信器の入力段におけるダイナミックレンジを増大させる方法及び構成改丘九１本発明は光フアイバ情報伝送システムに於けるレシーバ（受信器）の入力ステージ（入力段）でのダイナミックレンジを増大させる方法及び構成に関するものである。

１１改４一般的に光学式レシーバは可及的に感度良く設計されるものである。高インピーダンス人力ステージを用いることで最高の結果が得られてきた。しかし、この様に実現されるダイナミック性には限度があり、強い光信号が受信されると、入力ステージは飽和し検出信号にはひずみが生ずる。妥協案的解決策としてトランスインピーダンス入力ステージがある０例えば、市販のＰＩＮ−ＦＥＴモジュールでは、トランスインピーダンス入力ステージの感度は高インピーダンス入力ステージよりも数デシベル低く、他方そのダイナミックレンジは高インピーダンス入力ステージよりも大きい。

ダイナミックレンジを増大させる為に幾つかの特別な解決手段が開発されている０例えばＵ、Ｓ特許明細書４，４７３，７４５及び４．４９８，１９７では、受信光力が高い場合、光（フォト）ダイオードが発生する信号′ｒｔ流の一部をアースに分路するＲＦ−ＰＩＮダイオードを用いることで問題を解決するよう試みである。他方Ｕ、Ｓ特許明細書４，５４０，９５２では、同じ目的から、例えば調整可能抵抗としての電界効果トランジスタを利用している。

光ダイオードが発生する信号電流は、直流成分と交流成分の双方、すなわち適切な信号成分を含むものである。信号が対称的である場合（ＮＲＺ信号）、直流成分の値Ｉｄは、第１図に示す通り、交流成分のピーク値Ｉｐと同じ範囲にある。

Ｕ、Ｓ特許明細書４，４７３，７４５及び４，４９８，１９７では、検出直流成分は制御電流としてＲＦ−ＰＩＮダイオード減衰器に直接印加される。なお、この制御電流は、ＲＦ−ＰＩＮダイオードの抵抗が高周波数での制御ｔ７Ｘと反比例することから都合のよいものとなっている。

しかし、制御直流成分と比較すると、直流成分は大きいためにダイオードが非直線範囲内で作用することになる。従ってＵ、Ｓ特許明細書４，４７３，７４５及び４，４９８，１９７に於いては、ＲＦ−Ｐ　Ｉ　Ｎダイオードを用いることが必要となる。なお、このＲＦ−Ｐ　Ｉ　Ｎダイオードではキャリア寿命が非常に長い為に、信号スペクトルの最低周波数成分であってもひずみが生ずることはない。

特にバランスが悪い信号あるいは長い“０″あるいは″１″シーゲンスを含む信号が受信されると、ＲＦ−ＰＩＮダイオードのキャリア寿命が不十分である場合、低速度の時に問題が起きることとなる。実際のところ、減衰器の制御電流は消えてしまうか、あるいは“０”シーケンス及び“１”シーケンスのそれぞれで倍になる。この結果、信号ひずみがひどくなってしまう。

レシーバの高インピーダンス人力ステージの帯域幅は減衰ダイオードの抵抗と共に変化する。従って、帯域幅変化を補償するために、調整可能ＲＣイコライザーを入力ステージの増幅器出力に設けなければならない、Ｕ、Ｓ特許明細書４，４９８，１９７では、ＲＦ−ＰＩＮダイオードは可変抵抗としてイコライザーに於いて利用されており、またＲＦ−ＰＩＮダイオードは減衰ダイオードとして同一制御電流によって調整される。これら２つのＲＦ−ＰＩＮダイオードの抵抗はその結果書に同一となる。しかし、特に低伝送速度で適切なＳＮ比を維持するには、前記イコライザーのコンデンサのキャパシタンスを増幅器入力でのキャパシタンスよりかなり高くすることが必要である。その結果、イコライザーの抵抗素子をそれに対応してイコライザーが適切に機能するよう増幅器入力での抵抗よりも小さくしなければならない、従って、共通の制御電流が用いられるＵ、Ｓ特許明細書４，４９８，１９７による実現法では、実施上しばし問題が生ずる。

第１の増幅ステージは常に信号成分を増幅する。これは、交流成分がイコライザーダイオードで増加されるために他の問題を引起こすことになるが、他方制御電流は変化しないままである。

更にこれは非直線性の問題を悪化させることになる。

九吸＠１木光学式レシーバの入力ステージで適用される本発明の方法により、上述の難点は解消されるとともに数多くの利点が得られる。入力ステージは、検出器として作用するＰＩＮあるいはＡＰＤ光ダイオードと、その入力が光ダイオードの一つの端子に接続されるトランスインピーダンス増幅器もしくは高インピーダンス増幅器を備える０本発明に係わる方法は、直流成分と交流成分とを有する信号電流を発生する光ダイオードによって光信号を検出するステップと、信号電流に比例し且つその値が検出信号電流の交流成分のピーク値よりも、例えば、少なくとも２倍大きい直流制御電流で半導体ダイオード手段のダイナミック抵抗ｔｍ整することで光ダイオードと増幅器入力間の接続点に接続される第１の半導体ダイオード手段により検出信号電流の交流成分を減衰するステップとから成る。第２図かられかる通り、ダイオードのダイナミック抵抗ｒはダイオードを通過する電流Ｉに反比例する０発明の基本理念とは、直流成分と比較して充分に高い値を直流■１に与えることでダイオードを直線範囲内で作動せしめることにある。ＲＦ−ＰＩＮダイオードに代えて、反対方向の小さい値の漏えい電流と低キャパシタンスを有する半導体ダイオードを選択することが可能である。これは、長いキャリア寿命を有する市販のＲＦ−ＰＩＮダイオードのキャパシタンスはラビッド（高速）ダイオードのそれよりも何倍も大きいことから重要となる。また、高い値の制御電流を用いる時、ダイオードの減衰効果は従来技術の用途に於けるそれよりもかなり大きい、これは発明のもう一つの重要な特徴である。

本発明の方法は更に、光信号のレベルが所定閾値よりも低い場合、減衰ダイオードを高インピーダンス状態まで逆バイアスするステップを備える。ダイオードは、逆バイアスされると、低キャパシタンス（約０．０５ｐＦ）と高抵抗を有することになる。

これは、受信光学レベルが低い時には検出に関連する部分に接続される全ての構成要素が可及的に高いインピーダンスを示さなければならないために利点となっている。この必要条件は、光ダイオード検出器は電流発生器型であり、最適整合は高インピーダンス負荷と共に得られるといった事実によるものである。

本発明の方法によれば、ＲＣイコライザーの半導体ダイオード手段は、第１の半導体ダイオード手段の制御電流に比例する第２の直流によって調整される。この第２の制ｏ４電流は、イコライザーの時定数が所望のものとなるようＲＣイコライザーのコンデンサに基づいて概算される。このイコライザーの制御電流はまた、ダイオードが信号をひずませないように、信号電流の交流成分より概ね大きなものとしなければならない。

本発明に係わる方法及びその好適な実施例を下記に於いて添付図面を参照してより詳′細に説明することとする。

区Ｉ！」１１４説朋− 第１図は検出信号電流を示す図第２図は半導体ダイオードの特性曲線を示す図第３図は光学式レシーバに於ける本発明による入力ステージを示す図第４図は増幅器が高インピーダンス型である場合の本発明の好適な実施例を示す図第６ａ図乃至第６ｅ図は、光ダイオードと増幅器間の接続点での信号電流の交流成分を減衰するための本発明による異なる構成を示す図である。

Ｋ１鮭第３図は本発明に係わる入力ステージの全体回路構成を示す。

検出器として作用する逆バイアス光ダイオードＰＤの陰極（カソード）は高インピーダンス増幅器Ａ、の入力に接続されている。

２つの半導体ダイオードＤ１及びＤ２は、光ダイオードＰＤと増幅器Ａ１の接続点に接続される。ダイオードＤ２の陰極は増幅器Ａ１の入力に接続され、その陰極（アノード）は増幅器Ａ、のバイアスブロック３１に接続される。ダイオードＤ、の陽極は増幅器Ａ１の入力に対応して接続されている。光ダイオードＰＤの陽極及びダイオードＤ１の陰極は制御ブロック３２に接続される。

ＲＣイコライザーのコンデンサＣｅと抵抗器Ｒｅは増幅器Ａ。

の出力に直列に接続される。ＲＣイコライザーの制御半導体ダイオードＤ３は、コンデンサＣ４、Ｃｓを介してコンデンサＣｅと並列に接続される。ダイオードＤ、の陽極は抵抗器Ｒ２を介して制御ブロック３２へ接続され、その陰極は対応して抵抗器Ｒ１を介して接地される、これにてダイオードＤ、は順方向バイアスされる。

回路動作を考察するうえで、まず検出直流成分Ｉｄは所定の閾値を越えたものと想定する。この閾値はレシーバの感度閾値を充分に上回る光学パワーに対応する９間値を越えると、制御ブロック３２は減衰ダイオードＤ、、Ｄ２の順方向バイアスを実施し、更に検出直流成分１ｄにｎ値を乗することでダイオードのダイナミック抵抗ｒを調整する電流を発生する。制御電流（ｎＸＩｄ）はダイオードＤ２を通過してポイントＰに流れて、ダイオードＤ１を介して出る。光ダイオードＰＤの電流もまた減衰ダイオードＤ２を通過する。これによってダイオードＤ２を通過する電流値は（ｎ＋１）Ｉｄとなる。スフ−リング係数ｎの値の選択は、ダイオードＤ、、Ｄ、が信号の交流成分にひずみを起こさぬ程に、また信号電流の交流成分がレシーバの後続ステージの飽和をひき起こさぬ程に、最も低く（例えば、ｎ≧−２）なるように行われる。コンデンサＣ１及びＣ１は減衰ダイオードＤ、、Ｄ２を接地させ、この構成でそれらは接続点Ｐ１にて発生する信号の交流成分用の負荷インピーダンスを構成する。なお、負荷インピーダンスの値は、制御電流が増加すると、負荷インピーダンスの抵抗が下がるように、制御電流の関数として変化するものである。

スケーリング係数が例えば１０であると、後続増幅器ステージ及びイコライザーで発生する最大信号レベルは２０ｄ　Ｂ下降し、非直線性の問題がなくなる。

増幅器Ａ、とＡ２との間に位置し、且つ抵抗器Ｒｅ、コンデンサＣｅ及びイコライザーダイオードＤ、によって構成されるＲＣイコライザーの時定数は、接続点Ｐ、にて発生する抵抗及び漂遊キャパシタンスにて構成されるＲＣ回路の時定数と同じ値に維持されなければならない。これは、第２の制御電流−ＸＩｄによってイコライザーダイオードＤ、のダイナミック抵抗を調整することで実施される。なお、この第２の制御電流は、制御ブロック３２により発生せられるもので、第１の制御電流ｎＸＩｄに比例する。スケーリング係数−は、前述の時定数条件が満たされるように、イコライザーキャパシタンスＣｅに基づいて選定される。

イコライザーキャパシタンスＣｅの値は、好ましくは、等化すべき周波数範囲の上限でのそのインピーダンスがイコライザー抵抗器Ｒｅの値と同じ範囲にあるよう選定される。従って、イコライザーキャパシタンスＣｅの値と、スケーリング係数−の値とは異なる伝送速度にて相違するものである。スケーリング係数−によって、イコライザー要素Ｃｅ及びＲｅの値は、最適ＳＮ比と最適ダイナミック特性の達成用に自由選定可能である。

受信光学レベルが所定の閾値以下である時、ダイオードＤ　＋　。

Ｄ＝は制御ブロック３２とバイアス回路３１によって逆バイアスされる。検出点Ｐ１はその結果極めて高いインピーダンスを示し、入力ステージの感度は最適化される。

第１図に示すバイアスブロック１は、制御ブロックが作動中での増幅器Ａ１のバイアスを一般的に示すもので、この様なバイアスは当業者にとって明らかな各種方法にて実施され得るものである。第３図の場合、バイアスブロック３１はバイアス電圧をダイオードＤ２に供給する。

第３図の制御ブロック３２は、ダイオードのバイアス電圧と制御電流の発生に必要な回路及び回路構成を一般的に示す、従って、バイアスブロック３１は、例えば、制御ブロックに含まれる。

制御ブロック３２は、本発明の思想がら逸脱することなく、多数の異なる方法にて実現され得る。

光フアイバ伝送リンクの減衰は安定している為、直流成分Ｉｄの変化に対し直ちに応答するのに制御が必要とならない、その結果、制御ブロック３２の制御電流を維持する時定数は、制御が不均衡で不符号化信号と長“０パ、“１”シーケンスによって生ずる直流成分Ｉｄの変化に対し実質上応答することがないように高い値が与えられる。

使用される増幅器Ａ、がトランスインピーダンス増幅器である場合、ダイオードＤ　＋　、　Ｄ　２によって生ずる減衰にもががわらず、増幅器Ａ、の帯域幅が不変のままであるなら、イコライザー　Ｃｅ　−Ｒｅ　−Ｄ　、は必要ではない、その結果、制御ブロック３２もよたＲＣイコライザーの制御電流を発生する必要がなくなる。

第４図は高インピーダンス増幅器Ａ１が用いられる時の本発明の好適な実施例を示す、第３図のイコライザーダイオードＤ３はここでは２つのイコライザー半導体ダイオードＤ、、ＤＳに取って替わるもので、これらダイオードの陽極は共に接続され、更に抵抗器Ｒ６を介して接地される。ダイオードＤ４の陰極は抵抗器Ｒ１を介し、またダイオードＤ、の陰極は抵抗器Ｒ６を介してそれぞれ制御ブロック４２での同一の一点に接続される。コンデンサＣ４、ＣｓはダイオードＤ　４　、　Ｄ　ｓの陰極をイコライザーコンデンサＣｅの端子に接続する。イコライザーダイオードＤ　４　、　Ｄ　ｓはその結果信号電流の交流成分の観点からは直列であり、制御電流の観点からは並列である。イコライザーダイオードＤ　４　、　Ｄ　ｓの直列接続抵抗は第３図のイコライザーダイオードの抵抗と等しく、ダイオードを通過する制御電流は倍増し、総電流−ＸＩｄは第３図の場合と比較して４倍となる。このように、制御電流は実質上交流成分より大きく維持され得るもので、非直線性の問題は更に効率的に回避される。必要であれば、直列接続等化ダイオードの数を更に増加してもよい。ダイオードが一つの場合と比較すると、各ダイオードを通過する制御電流は、同一の総抵抗が得られるようダイオード数と等しい係数で乗算されなければならない０例えば、ダイオードＤ、が２つのダイオードと交換される場合、またダイオードＤ、が２つのダイオードとそれぞれ交換される時、直列接続は４つのダイオードを含むものであり、制御電流は４倍となり、他方、信号電流の交流成分は定数値として維持される。

第４図に示す制御ブロック４２（このブロックは第３図のブロック３２と同じ動作を実行する）は、トランジスタＱ、、Ｑ２．Ｑ、にて構成される電流率カップリングを備える。トランジスタＱ、のコレクタとベースは光ダイオードＰＤの陽極に接続され、且つ抵抗器Ｒ１を介して作動電圧−１２Ｖに接続される。トランジスタＱ、のベースは更にトランジスタＱ２とＱ、のベースに接続される。抵抗器Ｒ１は、制御電流のスゲ−リングが開始される同値を決定する。電流Ｉｄが閾値以下の時、トランジスタＱ、、Ｑ、。

Ｑ３は閉成し、電流Ｉｄは全て抵抗器Ｒ４を通過する。減衰ダイオードＤ１はその結果抵抗器Ｒ３を介して得られる＋１２Ｖ電圧によって逆バイアスされる。これに伴い、減衰ダイオードＤ２はバイアス回路Ａ、により逆バイアスされる。

制御処理それ自体は、抵抗器Ｒ１を通る電流Ｉｄによって発生する電圧がトランジスタＱ　３．　Ｑ　２．　Ｑ　ｓを導通させるのに充分である時開始される。

その結果、ダイオードＤ　＋　、　Ｄ　２　、　Ｄ　４及びり。

ちまた順バイアスされる。トランジスタを通過する電流は、小さい方のエミッタ抵抗が大きな電流を発生するよう、それらのエミッタ抵抗Ｒ、Ｒ／　ｎ及びＲ／ＩＩの比によって決定されるものである。第４図に於いて、電流ＩｄはトランジスタＱ２を通過し、電流−ＸＩｄはトランジスタＱ、を通過する。スケーリング係数ｎ。

繭は上述のように選定される。

第５図はトランスインピーダンス増幅器Ａ１用の対応口！ＩＩＩ楕成を示す、第４図から明らかなように、増幅器Ａ、はフィードバック抵抗器Ｒ５を備え、イコライザー及びそれに対応するトランジスタは省略される。この回路構成の作用は、第４図の回路の作用と概ね対応している。

第６ａ図及び第６ｂ図は、光ダイオードＰＤと増幅器Ａ、の接続点Ｐ、で、本発明に基づいて、信号を減衰する択一構成を示す、増幅器がその出力に設けられるＲＣイコライザーを要する場合、例えば、上述のイコライザーを用いてもよい。

第６ａ図では、増幅器は電界効果トランジスタＱ４であって、そのゲートは光ダイオードＰＤの陰極に接続される。カップリングは、電界効果トランジスタＱ、（ＧａＡｓ−ＦＥＴ）のゲートショットキーダイオードが第２の減衰ダイオードとして作用することから特有なものとなっている。なお、この構成は検出点Ｐ１に含まれる構成要素の数を減少させるものであり、かくして上述検出点の漂遊キャパシタンスを減少させている。

ブロック６２ａは光ダイオードＰＤとダイオードＤ１のバイアス電圧を与える。

光信号の低レベルでは、ダイオードＤ、は逆バイアスされる。ゲートショットキーダイオードもまたゲートに印加されるＯＶもしくは負電圧によって逆バイアスされる。決定閾値を越えると、ダイオードＤＩとゲートショットキーダイオードは導通せしめられ、制御ブロック６２ａは、ダイオードＤ１とゲートショットキーダイオードのダイナミック抵抗をｍＷする直流電流ｎＸＩｄと（ｎ−１）Ｉｄを供給する。これによって、前述ダイオードは調整可能減衰器として作用する。

電界効果トランジスタＱ、（抵抗器Ｒ６を介する）のバイアスは、正のゲート電圧によるドレイン電流の増加に対して補償可能でなければならない、ＦＥＴが２つのゲートを備える場合、補償は特別なゲートにより行われる。

第６ａ図と第６ｂ図で唯−異なる点は、第６ｂ図ではダイオードＤ、は省略されており、その代わりに光ダイオードＰＤが減衰ダイオードとして用いられている。第２の減衰ダイオードはなお電界効果トランジスタＱ４のゲートショットキーダイオードによって構成されている。ブロック６２ｂは、順方向にバイアスされるゲートショットキーダイオード及び光ダイオードＰＤを介して制御電流ｎＸＩｄを供給するものであるが、この際光ダイオードとゲートショットキーダイオードのダイナミック抵抗は制御電流の関数として変化する。受信信号レベルに関する情報は、例えば、レシーバのＡＧＣ回路から得られる。光信号の低レベルでは、光ダイオードとゲートショットキーダイオードはブロック６２ｂにて逆バイアスされる。これによって感度が最大化され、他方漂遊キャパシタンスが最小化される。第６ａ図に示す回路構成の主要な利点は、光ダイオードＰＤとＦＥＴＱ。

以外には、キャパシタンス５応検出接続点Ｐ、に於いて他の構成要素は必要としない事である。抵抗器Ｒ６はＦＥＴＱ、のバイアス抵抗器である。

ブロック６２ａ、６２ｂは一般的には必要とされる電圧と制御電流を生成する回路要素を示すもので、例えば、第３図のブロック１．２に対応している。増幅器Ａ、がＲＣイコライザーを必要とする場合、ブロック６２ａ　、　６２ｂもまた、ＲＣイコライザー用の制御電流を生成するものである。

第６ｃ図は、本発明の基本理念の実行を極めて容易にする構成、すなわち半導体ダイオードのダイナミック抵抗を調整する直流電流は信号電流の交流成分のピーク値より実質上大きくしなければならないような構成を示すものである。

３つのダイオードＤ　６．　Ｄ　７　、　Ｄ　ｓは光ダイオードＰＤと増幅器Ａ１の接続点Ｐ１に於いて直列に接続されるもので、この際ダイオードＤ６の陰極は光ダイオードＰＤの陰極と接続され、ダイオードＤ７の陰極はダイオードＤ６の陽極と接続され、更にダイオードＤ、の陰極はダイオードＤ７の陽極と接続される。ダイオードＤ６とり、の陽極はコンデンサＣ１とＣ１を介して接地される。

それに伴い、ダイオードＤ７の陽極はコンデンサＣ３を介して接続点Ｐ１に接続される。従って、ダイオードＤ６乃至り、は直流電流１ｄの観点からは直列に接続されており、交流成分の観点からは並列である。ダイオードＤ６乃至Ｄ８が順バイアスされ、光ダイオードＰＤが逆バイアスされると、光ダイオードＰＤにて受信される光信号はダイオードＤ６乃至Ｄ６を通過せしめられる直流成分Ｉｄを生成し、これによって各ダイオードごとのダイナミック抵抗「を調整する。ダイオードＤ６乃至り、が交流成分の観点から並列に接続されていることから、その抵抗もまた並列であり、交流成分の観点からの総抵抗はｒ／３となる。従って、信号電流の交流成分は直流成分の３分の１となるよう減衰される。ブロック６２ｃは一般的には必要電圧を生成する回路構成を表わすものである。増幅器Ａ、がその出力に設けられるＲＣイコライザーを必要とする場合、ブロック６２ｃは同じくイコライザーダイオード用の制御電流を生成する。

れている回路を示す、光信号それ自体は光ファイバーＦ、を介して光ダイオードＰＤに印加される。カップリングは更にＬＥＤすなわちレーザダイオードＤ、を備えるもので、このダイオードは末変調追加光を、例えば、もう一方の光ファイバーＦ２を先フ通して光ダイオードＰＤに４する。検出追加光は、ダイオードＤ、を通過し且つ光ダイオードにより検出される直流成分Ｉｄを増加させる。末変調追加光のレベルが、光信号それ自身の平均レベルの（ｎ−１）倍である時には、制御電流はｎＸＩｄとなろう、ダイオードＤ、が発つする追加光のレベルを決定する制御信号は、例えば、更にレシーバに位置するＡＧＣ回路にて生成されるものである。ブロック６２ｄは、一般的に必要制御回路構成を表わすもので、この回ｉｎ成はダイオードＰＤとＤｌのバイアス電圧を生成し、更に必要な場合には、ＲＣイコライザー用制御電流も生成する。低光学レベルでは、ダイオードＤ、をブロック６２ｄで逆バイアスしても良い。

第６ｅ図では、減衰ダイオードＤ１とこのダイオード用の追加制御電流ｎＸＩｄを生成する電界効果トランジスタＱ、が、光ダイオード及び増幅器Ａ７間の接続点に接続される構成が示されている。電界効果トランジスタＱ、のゲートに印加される制御信号ＣＴＲＬはブロック６２ｅから得られる。ブロック６２ｅは、必要バイアス電圧と、恐らくはＲＣイコライザー用制御電流を生成する。

上述の実施例では、減衰ダイオードが順バイアスされる時、すなわち、光ダイオードが生成する直流電流が高い時、光ダイオードＰＤは少なくとも減衰ダイオードの一つを介してバイアスされる。低直流信号電流期間中では、光ダイオードは高電圧直流抵抗器（図示せず）を介して公知の方法にてバイアスされる。

第５図のトランスインピーダンス増幅器Ａ、の作用は、抵抗器Ｒ６をもう一方のフィードバック構成に変えることで改善できる０分圧器は増幅器Ａ、の出力に設けられ、これによって出力信号の一部が直列コンデンセータを介してダイオードＤ２の陽極に供給され、更にそれを介して増幅器Ａ１の入力に供給される。この構成により、ダイオードＤ、、Ｄ２の高減衰を以ってしても、効果的なフィードバックが確実となる。

本発明の特定の実施例を記述したが、種々の変更及び修正が添付の請求の範囲に於いて定義された保護範囲及び発明の理念から逸脱することな〈実施でき得ることは理解されよう、制御電流とバイアス電圧は特に上述のものとは相違する数多くの異なる方法にて生成され得る。

ＦＩＧ、２！＋１−−””””−一嚇畷−−’−ＰＣＴ／ｒＴＢ７１００１６１

Claims

【特許請求の範囲】

１．入力ステージが検出器として作用する光ダイオード（ＰＤ）と、その入力が前記光ダイオード（ＰＤ）の一つの端子に接続されている増幅手段（Ａ１）とを備える光学式レシーバの入力ステージでのダイナミックレンジを増大する方法であって、直流成分と交流成分から成る信号電流を発生する前記光ダイオード（ＰＤ）により光信号を検出し、前記光ダイオード（ＰＤ）と前記増幅手段（Ａ１）の入力との間の接続点（Ｐ１）に直接接続される順方向バイアスされた半導体ダイオード手段（Ｄ１，Ｄ２；Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８）により前記信号電流の前記交流成分を減衰させる、ステップとから成る方法において、更に、前記半導体手段を通過し且つ前記信号電流の平均値に比例する直流制御電流により前記半導体ダイオード手段のダイナミック抵抗を調整し、前記信号電流の前記交流成分が前記半導体ダイオード手段によってひずみが生じないように前記直流制御電流の値を前記増幅手段の入力での前記信号電流の前記交流成分のピーク値よりも実質上高く設定する、ステップとを含むことを特徴とする方法。
２．受信光信号のレベルが所定の閾値レベルよりも低い時、前記半導体ダイオード手段（Ｄ１，Ｄ２；Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８）を逆バイアスするステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第１項記載の方法。
３．前記増幅手段（Ａ１）の出力と直列に接続されるコンデンセータ（Ｃｅ）と、前記コンデンセータ（Ｃｅ）と並列に接続される少なくとも一つの半導体ダイオード（Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５）とを含むイコライザーにより前記増幅手段の帯域幅を安定化させ、前記直流制御電流（ｎ×Ｉｄ）に比例する第２の直流電流（ｍ× Ｉｄ）によって前記少なくとも一つの半導体ダイオードのダイナミック抵抗を調整することによって前記イコライザー手段の時定数を変更し、前記少なくとも一つの半導体ダイオードが前記信号電流の前記交流成分にひずみを生ずることなくリニアに作動するよう、前記第２の電流（ｍ×Ｉｄ）の値を前記増幅手段（Ａ１）の出力での前記信号電流の前記交流成分のピーク値よりも実質上高くなるよう設定する、ステップとを更に含むことを特徴とする請求の範囲第１項もしくは第２項記載の方法。
４．末変調追加光を前記光ダイオード（ＰＤ）に発つすることで前記直流電流（ｎ×Ｉｄ）を生成するステップを更に含み、前記追加光のレベルは前記光信号それ自体の平均レベルよりも実質上高くなっており、その結果前記追加光によって生成される直流制御電流（ｎ×Ｉｄ）の値は、前記信号電流の交流成分をひずませることなく、前記半導体ダイオード手段（Ｄ１，Ｄ２；Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８）をリニアに作動させるに充分なものとなることを特徴とする請求の範囲第１項記載の方法。
５．入力ステージが受信光信号を検出し且つ直流成分と交流成分とから成り前記光信号に比例する信号電流を発生する光ダイオード（ＰＤ）と、その入力が前記光ダイオードの一つの端子と接続される増幅手段（Ａ１）とを含む光学式レシーバの入力ステージでのダイナミックレンジを増大させる構成であって、前記増幅手段（Ａ１）と前記光ダイオード（ＰＤ）との間の接続点に直接接続され、信号電流の交流成分を減衰させる順バイアスされた半導体ダイオード手段（Ｄ１，Ｄ２；Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８）と、前記信号電流の平均値に応答し、前記半導体ダイオード手段のダイナミック抵抗を調整する直流制御電流を発生する制御手段（３２；４２；５２；６２ａ−６２ｅ）であって、前記信号電流の交流成分が前記半導体ダイオード手段（Ｄ１，Ｄ２；Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８）によってひずみが生じないように前記直流制御電流が前記半導体ダイオード手段を通過し且つ前記増幅手段（Ａ１）の入力での信号電流の交流成分のピーク値よりも実質上高い値を有する制御手段と、を含むことを特徴とする構成。
６．前記光信号のレベルが所定閾値レベルよりも低い時、前記制御手段（３２；４２；５２；６２ａ−６２ｅ）は前記半導体ダイオード手段（Ｄ１，Ｄ２；Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８）を高インピーダンス状態まで逆バイアスし、且つ前記光信号のレベルが所定閾値レベル以上の時には前記半導体ダイオード手段のダイナミック抵抗を調整することを特徴とする請求の範囲第５項記載の構成。
７．前記第１の半導体ダイオード手段は２つの直列接続された半弓体ダイオード（Ｄ１，Ｄ２）を含み、前記ダイオード間の接続点が前記増幅手段（Ａ１）と前記光ダイオード（ＰＤ）間の接続点に接続されることを特徴とする請求の範囲第５項もしくは第６項記載の構成。
８．前記制御手段は前記光ダイオード（ＰＤ）へ末変調追加光を発つする手段（Ｓ２ｄ，Ｄ９，Ｆ２）を備え、前記追加光によって生成される直流制御電流の値が前記信号電流の交流成分をひずませることなく前記半導体手段をリニアに作動せしめるのに充分なものとなるよう前記追加光のレベルは前記光信号それ自体の平均レベルより実質上高いことを特徴とする請求の範囲第５項記載の構成。
９．入力ステージが光信号を検出し且つ直流成分から成り前記信号に比例する信号電流を発生する光ダイオード（ＰＤ）と、その入力が前記光ダイオード（ＰＤ）の一つの端子に接続される増幅手段（Ａ１）とを含む光学式レシーバの入力ステージでのダイナミックレンジを増大させる構成であって、前記光ダイオード（ＰＤ）と前記増幅手段（Ａ１）の入力との間の接続点に接続される少なくとも２つの順バイアスされる半導体ダイオード（Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８）を含み、前記半導体ダイオード（Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８）は前記信号電流の直流成分の観点からは直列に接続されまた前記信号電流の交流成分の観点からは並列に接続されるものであり、その結果、交流成分値に対する前記信号電流の直流成分値の比が前記半導体ダイオード数と等しくなる事を特徴とする構成。