JPH0250514A - 三角波発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、三角波発生回路に関し、例えばスイッチン
グレギュレータ等に用いられるものに利用して有効な技
術に関するものである。

〔従来の技術〕

三角波発生回路は、例えばスイッチングレギュレータに
利用される。スイッチングレギュレータは、三角波と出
力電圧に対応した基準電圧からパルス幅変調信号を形成
してスイッチング制御を行うことにより、上記パルス幅
変調信号におけるパルスデューティに対応した所望の出
力電圧を得るようにするものである。

三角波発生回路の例としては、例えば１９８１年６月３
０日発行「集積回路応用ハンドブック１頁１５０〜頁１
５１がある。

〔発明が解決しようとする課題〕

高速化（高周波数化）を図った三角波発生回路を得るに
は、低出力インピーダンスのエミッタフォロワ出力回路
を用いればよい。しかしながら、このようにすると、ト
ランジスタのベース、エミッタ間電圧の持つ温度依存性
により、温度特性が悪くなる。

この発明の目的は、高速化と温度特性の改選を図った三
角波発生回路を提供することにある。

この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は
、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであ
ろう。

〔課題を解決するための手段〕

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要
を簡単に説明すれば、下記の通りである。

すなわち、第１のエミッタフォロワトランジスタを介し
て動作電圧が供給され、エミッタフォロワ出力回路を用
いた発振回路と、第２のエミッタフォロワトランジスタ
を介して動作電圧が供給され、上記発振回路を構成する
差動トランジスタとそのエミッタフォロワ出力回路の動
作電流を形成する定電流源回路とにより三角波発生回路
を構成し、上記発振回路及び定電流源回路の動作電圧を
所定の基準電圧がベースに供給された第１のトランジス
タと、この第１のトランジスタにエミッタが共通接続さ
れたダイオード形態の第２のトランジスタと、上記第２
のトランジスタに直列形態に接続された複。数からなる
ダイオード形態のトランジスタからなるレベルシフト回
路で形成するものとし、上記基準電圧を起点として差動
トランジスタのベース電位及び定電流を形成する抵抗に
供給される電圧にトランジスタのベース、エミッタ間電
圧が含まれないようにレベルシフト回路におけるダイオ
ード形態のトランジスタの数を選ぶようにする。

〔作　用〕

上記した手段よれば、エミッタフォロワ出力回路を用い
ることにより高速化が図られ、上記レベルシフト回路を
用いることにより、発振回路のスレッシヲルド電圧及び
定電流を決定する回路にトランジスタのベース、エミッ
タ間電圧を含まないようにできるから温度特性の改善を
図ることができる。

〔実施例〕

第１図には、この発明に係る三角波発生回路の一実施例
の回路図が示されている。同図の各回路素子は、時定数
回路を構成する抵抗とキャパシタを除いて公知の半導体
集積回路の製造技術によって、単結晶シリコンのような
１個の半導体基板上において形成される。

この実施例において、三角波発生回路は、同図において
点線で示すように、発振回路０８Ｃ１定電流源回路ＩＧ
及びバイアス回路ＢＩＡＳから構成される。

発振回路Ｏ８Ｃは、次のような各回路素子から構成され
る。差動トランジスタＱ３とＱ４は、電圧比較動作を行
う。差動トランジスタＱ３とＱ４の共通エミッタには、
動作電流を流す定電流トランジスタＱ７が設けられる。

差動トランジスタＱ３とＱ４のコレクタには、負荷抵抗
Ｒ１とＲ２がそれぞれ設けられる。上記各差動トランジ
スタＱ３とＱ４のコレクタ出力電圧は、それぞれエミッ
タフォロワ出力回路を構成するトランジスタＱ１とＱ２
のベースに供給される。トランジスタＱ１のエミッタに
は抵抗Ｒ３を介して定電流トランジスタＱ８が設けられ
る。トランジスタＱ２のエミッタには抵抗Ｒ４を介して
定電流源トランジスタＱ６が設けられる。発振回路を構
成するため、差動トランジスタＱ１のコレクタ出力は、
上記エミッタフォロワ出力トランジスタＱ１、エミッタ
抵抗Ｒ３を介して他方の差動作トランジスタＱ４のベー
スに供糺される。差動トランジスタＱ１のベースは、外
部端子を介して充電用抵抗ＲＴとキャパシタＣＴからな
る時定数回路が設けら、上記キャパシタＣＴには、並列
にリセット用トランジスタＱ５が設けられ、このトラン
ジスタＱ５のベースには、上記他方の差動トランジスタ
Ｑ４のコレクタ出力に対応して設けられる上記エミッタ
フォロワ出力回路の出力信号が供給される。

上記発振回路には、エミッタフォロワトランジスタＱ９
を介して動作電圧ＶＣが与えられる。

定電流源回路ＩＧは、次の各回路素子により構成される
。エミッタが回路の接地電位に結合されたトランジスタ
ＱＩＯのベースとコレクタには、トランジスタＱｌｌの
エミッタ、ベースが結合される。上記トランジスタＱｌ
ｌのコレクタは、電源電圧Ｖに結合される。上記トラン
ジスタＱＩＯのコレクタには、定電流を設定する抵抗Ｒ
５が設けられる。この抵抗Ｒ５の他端には、動作電圧を
供給するエミッタフォロワトランジスタＱ１２が設けら
れる。上記トランジスタＱＩＯは、上記定電流トランジ
スタＱ６ないしＱ８と電流ミラー形態に接続され、トラ
ンジスタＱＩＯとトランジスタＱ６ないしＱ８のエミツ
タ面積比を等しくすると、トランジスタＱＩＯに定電流
ｉｏが流れるものとすると、同じ電流値にされた定電流
ｉｏが上記各定電流トランジスタＱ６ないしＱ８にも流
れるようにされる。

上記発振回路Ｏ３Ｃは、差動トランジスタＱ４がオン状
態で差動トランジスタＱ３がオフ状態のとき、差動トラ
ンジスタＱ４のベースに供給される基準電圧ＶＡは、次
式１１＞により表される。

ＶＡ−ＶＣ−ＶａＥＱ、−Ｒ３・ｉｏ　・・・・・（１
）ここで、ＶＩＩＥＱＩは、トランジスタＱ１のベース
。

エミッタ間電圧である。このように差動トランジスタＱ
４がオン状態のとき、トランジスタＱ５には、ＶＣ’Ａ
ａｔｏｚ　　ｉ　ｏ　（Ｒ２＋Ｒ４）の電圧が与えられ
てオフ状態になる。それ故、キャパシタＣＴには、抵抗
ＲＴを介して充電動作が行われる。

上記キャパシタＣＴの電位が、上記＋１１式で示した基
準電圧ＶＡに達すると、差動トランジスタＱ３がオン状
態に、差動トランジスタＱ４がオフ状態に切り換えられ
る。上記トランジスタＱ３のオン状態により、上記基準
電圧ＶＡは、次式（２）のように変化する。

ＶＡ−ＶＣＶｍｔａ＋　　ｊＯ（Ｒ１＋Ｒ３）　　・・
（２１それ故、上記トランジスタＱ４のオフ状態に応じ
て、その出力レベルが１ｏ−Ｒ２の電圧降下分だけ高く
なり、トランジスタＱ５がオン状態になり、キャパシタ
ＣＴの放電動作を行う。

上記キャパシタＣＴの放電動作により、差動トランジス
タＱ３のベース電位が上記（２）式の電位に達すると、
再び差動トランジスタＱ４がオン状態に差動トランジス
タＱ３がオフ状態に切り換えられる。上記のような電圧
ＶＡとＶＢの変化の一例が第２図の波形図に示されてお
り、以下、同様な動作の操り返しにより発振動作を行う
ものであり、上記電圧ＶＢが三角波となる。

上記差動トランジスタＱ４のベースに供給される基準電
圧ＶＡは、式（１）と（２）の電圧をＶＴＲとＶＴＬの
ようなヒステリシス特性を持ち、トランジスタＱ１のベ
ース、エミッタ間電圧ＶｌｌＥＱ＋を含むので、温度依
存性を持つ。また、定電流ｔｏは、抵抗Ｒ５の他端に供
給される電圧■Ｃ゛　とすると、次式（３）により求め
られる。

ｉｏ＝　（ＶＣ’−２Ｖｍｔ）／Ｒ５・・・・１３１２
Ｖｍｉは、トランジスタＱＩＯとＱｌｌのへ一ス、エミ
ッタ間電圧である。それ故、式（３）から明らかなよう
に定電流ｉｏも上記トランジスタＱ１０とＱｌｌのベー
ス、エミッタ間電圧■。による温度依存性を持つ。

この実施例では、上記のような温度依存性の改善のため
に、次のようなバイアス回路ＢＴＡＳが設けられる。

電源電圧Ｖは、抵抗Ｒ６とＲ７により分圧される。上記
電源電圧Ｖは、安定化電源回路により形成され、少なく
とも温度依存性を持たないものである。上記分圧電圧Ｖ
Ｄは、トランジスタＱ１３のベースに供給される。この
トランジスタＱ１３とエミッタを共通化したダイオード
形態のトランジスタＱ１４が設けられる。上記トランジ
スタＱ１３とＱ１４の共通化されたエミッタには、エミ
ッタ抵抗Ｒ９が設けられる。

上記ダイオード形態のトランジスタＱ１４には、同じく
ダイオード形！虚にされたトランジスタＱ１５ないしＱ
１７が直列形態に設けられ、抵抗Ｒ８を介して上記電源
電圧Ｖに結合される。

この実施例では、上記レベルシフト回路を構成するダイ
オード形態のトランジスタＱ１６のベース、コレクタ電
圧が、発振回路ＯＳＣに動作電圧を供給するエミッタフ
ォロワトランジスタＱ９のベースに供給される。また、
レベルシフト回路を構成するダイオード形態のトランジ
スタＱ１７のベース、コレクタ電圧が、定電流源回路Ｉ
Ｃに動作電圧ｖＣ゛　を供給するエミッタフォロワトラ
ンジスタＱ１２のベースに供給される。

上記バイアス回路ＢＩＡＳは、上記分圧電圧ＶＤをトラ
ンジスタＱ１３とＱ１４のベース、エミッタ間電圧で相
殺させ、上記トランジスタＱ１６からは分圧電圧ＶＤを
、トランジスタＱ１５とＱ１６のベース、エミッタ間電
圧２ＶＩＥだけレベルシフト（”　２　Ｖｍｉ）する。

これによって、上記発振回路Ｏ８Ｃに供給される動作電
圧ＶＣは、上記バイアス回路ＢＩＡＳから供給される電
圧ＣＶＤ＋２Ｖ□）がトランジスタＱ９のベース、エミ
ッタを通して供給される結果、ＶＤ＋ＶＩＥになる。

この動作電圧ＶＣを上記式（１）及び（２）に代入する
ことによって、次式（４）及び（５）が得られる。

ＶＡ　（ＶＴＨ）　＝ＶＤ−Ｒ３・ｉ　ｏ　　−・・１
４）ＶＡ（ＶＴＬ）＝ＶＤ−ｔｏ（Ｒ１＋Ｒ３）　　ｆ
２１上記のようなバイアス回路ＢＩＡＳを通して発振回
路ＯＳＣの動作電圧ＶＣを形成することにより、上記エ
ミッタフォロワ出力回路における温度依存性を相殺させ
ることができる。

上記バイアス回路ＢＩＡＳ゛は、上記トランジスタＱ１
７からは分圧電圧ＶＤを、トランジスタＱ１５〜Ｑ１７
のベース、エミッタ間電圧３Ｖｓｔだけレベルシフト（
＋３ｖ□）する、これによって、上記定電流源回路ＩＧ
に供給される動作電圧ＶＣ゛は、上記バイアス回路ＢＩ
ＡＳから供給される電圧（Ｖ　Ｄ　＋　２　Ｖａｔ）が
トランジスタＱ１２のベース、エミッタを通して供給さ
れる結果、ＶＤ＋２Ｖｇｔになる。この動作電圧ｖＣ゛
　を上記式（３）に代入することによって、次式（６）
が得られる。

１ｏ＝ｖＤ／Ｒ５・・・・・（６） 上記のようなバイアス回路ＢＩＡＳを通して定電流源回
路ＩＧの動作電圧ｖｃ’を形成することにより、上記電
流ミラー回路を構成するトランジスタＱＩＯの温度依存
性を相殺させることができる。これにより、定電流ｉｏ
も温度依存性を持なくできるから、式（４）及び（５）
から明らかなように温度依存性を改善した三角波発生回
路を得ることができる。また、上記のようにエミッタフ
ォロワ出力回路を通して電圧比較回路の切り換え動作を
行うものであるため高速動作化が可能になる。

上記三角波ＶＢは、基準電圧ＶＯと比較することにより
、パルス幅変調信号ＰＶ／Ｍを形成する等に用いられる
０例えば、スイッチングレギュレータでは、上記パルス
幅変調信号ＰＷＭに従いスイッチ素子を制御して、その
スイッチ出力電圧を平滑して形成される出力電圧レベル
を制御するものでである。

上記の実施例から得られる作用効果は、下記の通りであ
る。すなわち、 （１）第１のエミッタフォロワトランジスタを介して動
作電圧が供給され、エミッタフォロワ出力回路を用いた
発振回路と、第２のエミッタフォロワトランジスタを介
して動作電圧が供給され、上記発振回路を構成する差動
トランジスタとそのエミッタフォロワ出力回路の動作電
流を形成する定電流源回路とにより三角波発生回路を構
成し、上記発振回路及び定電流源回路の動作電圧を所定
の基準電圧かベースに供給された第１のトランジスタと
、この第１のトランジスタにエミッタが共通接続された
ダイオード形態の第２のトランジスタと、上記第２のト
ランジスタに直列形態に接続された複数からなるダイオ
ード形態のトランジスタからなるレベルシフト回路で形
成するものとし、上記基準電圧を起点として差動トラン
ジスタのベース電位及び定電流を形成する抵抗に供給さ
れる電圧にトランジスタのベース、エミッタ間電圧が含
まれないようにレベルシフト回路におけるダイオード形
態のトランジスタの数を選ぶようにすることにより、エ
ミッタフォロワ出力回路を用いることにより高速化を図
りつつ、上記レベルシフト回路を用いることにより、発
振回路のスレッショルド電圧及び定電流を決定する回路
に１−ランジスタのベース、エミッタ間電圧を含まない
ようにできるから温度特性の改善を図ることができると
いう効果が得られる。

（２）上記三角波を得るための充電用抵抗とキャパシタ
を外部部品とすることにより、温度依存性及びバラツキ
の小さいものを用いることができるから、高精度の三角
波発生回路を得ることができるという効果が得られる。

（３）上記（１）により、精度の高い三角波が得られる
から、高速で高精度のスイッチングレギュレータを得る
ことができるという効果が得られる。

以上本発明者によりなされた発明を実施例に基づき具体
的に説明したが、本願発明は前記実施例に限定されるも
のではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能
であることばいうまでもない。例えば、発振回路に用い
られるエミッタフォロワ回路は、ダーリントン形態の出
力トランジスタを用いるものとしてもよい。この場合に
は、上記動作電圧ＶＣは、トランジスタＱ１７から得る
ようにすればよい。このように発振回路のスレッショル
ド電圧を決めるトランジスタのベース、エミッタ間電圧
に対応して、上記レベルシフトを行うダイオードの数を
決めればよい。このことは、定電流源回路においても同
様である。時定数回路を構成するキャパシタと抵抗とは
、半導体集積回路に内蔵させるものであってもよい。

この発明に係る三角波発生回路は、前記のようにパルス
幅変調等に用いられる狭い意味での三角波を形成するも
の他、温度補償された高安定の発振回路としても利用で
きることはいうまでもないであろう。

〔発明の効果〕

本願において開示される発明のうち代表的なものによっ
て得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである
。すなわち、第１のエミッタフォロワトランジスタを介
して動作電圧が供給され、エミッタフォロワ出力回路を
用いた発振回路と、第２のエミッタフォロワトランジス
タを介して動作電圧が供給され、上記発振回路を構成す
る差動トランジスタとそのエミッタフォロワ出力回路の
動作電流を形成する定電流源回路とにより三角波発生回
路を構成し、上記発振回路及び定電流源回路の動作電圧
を所定の基準電圧がベースに供給された第１のトランジ
スタと、この第１のトランジスタにエミッタが共通接続
されたダイオード形態の第２のトランジスタと、上記第
２のトランジスタに直列形態に接続された複数からなる
ダイオード形態のトランジスタからなるレベルシフト回
路で形成するものとし、上記基準電圧を起点として差動
トランジスタのベース電位及び定電流を形成する抵抗に
供給される電圧にトランジスタのベース、エミッタ間電
圧が含まれないようにレベルシフト回路におけるダイオ
ード形態のトランジスタを数を選ぶようにすることによ
り、エミッタフォロワ出力回路を用いることにより高速
化を図りつつ、上記レベルシフト回路を用いることによ
り、発振回路のスレッショルド電圧及び定電流を決定す
る回路にトランジスタのベース、エミッタ間電圧を含ま
ないようにできるから温度特性の改善を図ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一実施例を示す回路図、第２図は
、その動作を説明するための波形図である。 Ｏ２０・ ・発振回路、 ＩＧ・・定電流源回路、 ＩＡＳ ・バイアス回路 第 図 第 図 ＰＶＭ■し−「■−丁

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、第１のエミッタフォロワトランジスタを介して動作
   電圧が供給され、一方の差動トランジスタのコレクタ出
   力を受け、他方の差動トランジスタのベースに帰還させ
   る第１のエミッタフォロワ出力回路と、他方差動トラン
   ジスタのコレクタ出力を受け、上記一方の差動トランジ
   スタのベースに設けられた充電用抵抗とキャパシタとか
   らなる時定数回路におけるキャパシタをリセットさせる
   トランジスタをスイッチ制御する第２のエミッタフォロ
   ワ出力回路とからなる発振回路と、第２のエミッタフォ
   ロワトランジスタを介して動作電圧が供給され、上記差
   動トランジスタと第１及び第２のエミッタフォロワ出力
   回路の動作電流を形成する定電流源回路と、所定の基準
   電圧がベースに供給された第１のトランジスタと、この
   第１のトランジスタにエミッタが共通接続されたダイオ
   ード形態の第２のトランジスタと、上記第２のトランジ
   スタに直列形態に接続された複数からなるダイオード形
   態のトランジスタからなるレベルシフト回路とを含み、
   上記基準電圧を起点として差動トランジスタのベース電
   位及び定電流を形成する抵抗に供給される電圧にトラン
   ジスタのベース、エミッタ間電圧が含まれないようにレ
   ベルシフト回路におけるダイオード形態のトランジスタ
   を数を選んで上記第１及び第２のエミッタフォロワトラ
   ンジスタのベースに供給する電圧を形成することを特徴
   とする三角波発生回路。 ２、上記レベルシフト回路を構成するダイオード形態の
   トランジスタの数は３個であり、そのうちの２個分のダ
   イオード形態のトランジスタにより形成された電圧は、
   上記第１のエミッタフォロワ出力トランジスタのベース
   に供給され、３個分のダイオード形態のトランジスタに
   より形成された電圧は、上記第２のエミッタフォロワ出
   力トランジスタのベースに供給されるものであることを
   特徴とする特許請求の範囲第１項記載の三角波発生回路
   。 ３、上記時定数回路を構成するキャパシタと抵抗とは、
   外部端子を介して接続されるものであることを特徴とす
   る三角波発生回路。