JPH0250530A

JPH0250530A - エコーキャンセラ

Info

Publication number: JPH0250530A
Application number: JP19981288A
Authority: JP
Inventors: Tomohiro Ezaki; 智宏江崎; Gichu Ota; 義注太田
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1988-08-12
Filing date: 1988-08-12
Publication date: 1990-02-20

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、電話回線やハンズフリー電話機で生じる反響
信号（エコー）を消去するエコーキャンセラに関する。

［従来の技術］宅内の一般電話において、従来のハンドセットを使用せ
ずにマイクロホンとスピーカで通話出来るハンズフリー
電話装置が普及しつつある。これは使用者が手でハンド
セットを持つ事なく通話できるため長時間の通話による
手の疲れや、ハンドセットを耳に押し当てることによる
耳の痛みを覚えることがない、また、使用者は手が開放
されるため、手で何かをおこないながら通話出来るなど
の利点がある。特に自動車電話に於いて運転中に使用す
る場合などにはこのハンズフリー通話機能は安全上から
も大きな利点をもっている。

ところで、電話回線は２線と４線の回線から構成され、
その変換（２％−４線変換）はハイブリッド回路が使用
される。しかしこのハイブリッド回路はインピーダンス
の完全なマツチングが難しいために信号の反射が生じる
。また、一般に電話機においてマイクロホンとスピーカ
で通話しようとすると、マイクロホンとスピーカ間の音
響結合と回線側の２線−４線変換回路の信号の反射によ
って信号ループが形成される。この−巡ループの利得が
１　（ＯｄＢ）を越えるとハウリング現象が起き通話が
事実上不可能となる。したがって、そのままでは、スピ
ーカのレベルを上げたりマイクロホンの感度を上げるこ
とができず実用的な使用は不可能である。その為、エコ
ーサプレッサやエコーキャンセラなどを用いて、音響的
なハウリングの防止を行なう必要がある。また、２線−
４線変換回路での信号反射は長距離通話では大きな時間
遅延をともなうためハウリングに至らなくてもいｂゆる
エコーとなり会話の障害となる。

ハウリング対策の一方式であるエコーサプレッサはいわ
ゆるボイススイッチ方式を使用している。

これは、２者の通話レベルの大きさを比較して小さいほ
うの挿入損失量を大きくし事実上小さい方の信号経路を
切断することによって、前述の一巡ループの利得が１を
越えないようにしている。しかし、この方式では通話レ
ベルの比較に於いてタイムラグが生じ、その結果損失量
の切り代えが遅れて語頭が切れる現象が生じたり、騒音
の大きな。

使用環境下では騒音が継続的に入ることによって、挿入
損失量の切り代えが行なわれないブロッキング現象が生
じるなどの欠点がある。

そこで、これに代わるものとして、近年、半導体の低価
格化とディジタル信号処理技術の進歩に伴って、ディジ
タル信号処理を用いたエコーキャンセラが注目されてい
る。このエコーキャンセラにおいては、前記エコーサプ
レッサの様な欠点は生じなく、そのため、電話会議シス
テムなどでその実用化が進んでいる。

次に、このエコーキャンセラの動作原理を、第２図を用
いて説明する。

第２図は従来のエコーキャンセラを用いたハンズフリー
電話機を示したブロック図である。

第２図において、エコーキャンセラ３は、マイクロホン
５に入力する信号ｓ　（ｔ）　＋ｙ　Ｄ）のうち、スピ
ーカ２から出力され部屋の壁などで反射された信号ｙ　
（ｔ）のみをうち消す、したがって、先に述べた信号の
一巡ループが形成されずハウリングが防止される。また
、このエコーキャンセラ３では、音声スイッチのように
挿入損失を入れる必要が無いため、同時通話が出来、語
頭語尾の切断が無く、良好な通話品質が得られる。

なお、このエコーキャンセラ３はディジタル信号で処理
されるため、入力信号としては−旦Ａ／Ｄ変換器４，６
でディジタルデータに変換され、出力信号はＤ／Ａ変換
器７でアナログ信号に再現される。

まず、マイクロホン５への入力信号がスピーカ２からの
反響音のみの場合を考える。すなわちｓ　（ｔ）＝Ｏの
場合である。

通話相手からの受信信号ｘ　（ｔ）はＡ／Ｄ変換器４を
通してエコーキャンセラ３へと入力されるとともにスピ
ーカ２へ入力される。また、スピーカ２から出た音は部
屋の壁などでの反射により、反響信号ｙ　（ｔ）として
マイクロホン５に入力される。この様に、ｘ　（ｔ）が
ｙ　（ｔ）になる経路が反響路と呼ばれるものである。

一方、Ａ／Ｄ変換器４によって、ディジタル信号に変換
された受信信号ｘ　（ｔ）は、ｎ個のレジスタから構成
されたＸレジスタ８に順次格納される。Ｘレジスタ８で
は１サンプル蓄えるごとにデータが順次間の位置へ移動
し最後の位置にあったデータは捨てられる。これにより
ｎ個のレジスタから構成されたＸレジスタ８には常にｎ
サンプルの受信信号（Ｘ（ｔ）〜ｘ（ｔ−ｎ＋１））の
データが蓄えられている。

タップ係数レジスタ９はＸレジスタ８と同数のｎ個のレ
ジスタから構成され、推定する反響路のインパルス応答
の近似であるタップ係数（ｈａ（ｔ）〜ｈａ−ｔ　（ｔ
）　ｔ　ｎ　：タップ数）が格納される。

畳込み演算器１０では、タップ係数レジスタ９とＸレジ
スタ８のデータを入力として畳込み演算を行う、すなわ
ち少（ｔ）＝″”Ｅｌｈｔ（ｔ）ｘ（ｔ　−ｉ）、　ｔ　
＝０．１−（１）によって１１似反響信号ｙ　（ｔ）を
算出する。

減算器１１ではマイクロホン５の入力信号ｙ　（ｔ）か
ら擬似反響信号仝（１）を差し引きその演算結果を出力
する。すなわち、反響信号を打ち消す。

この演算結果は反響路の推定誤差であり、これを残差信
号ｅ　（ｔ）と呼び、 △ ａ　（ｔ）　＝ｙ　（ｔ）　−ｙ　Ｄ）　　　　　　　
・・・（２）と表わせる。この残差信号ｅ　（ｔ）は修
正量算出器１２に入力されるとともにＤ／Ａ変換器７で
アナログ信号に変換されて、送話信号として、回線に送
られる。

エコーキャンセラ３はこの残差信号ｅ（ｔ）が０に近づ
くようなアルゴリズムで先のタップ係数を修正する。こ
のアルゴリズムの例としてＬＭＳ法（リース・トミーン
・スクエア法；　Ｌｅａｓｔ　ＭｅａｎＳｑｕａｒｅ　
Ｍｅｔｈｏｄ）　、或いは学習同定法といった。

周知のアルゴリズムがある。これはｅ　（ｔ）とｘ　（
ｔ）をもとに次々とタップ係数に修正を加え、これを新
たなタップ係数として与える方式である。これを式で表
わすと、以下のようになる。

タップ係数の修正量をΔｈｔ　Ｄ）とするとｈ　ｔ　（
ｔ　＋　１　）　＝　ｈ　ｔ　（ｔ　）＋Δｈｔ　（ｔ
）　　・・・（３）Δｈｃ　（ｔ）　＝Ｇ−ｘｔ　（ｔ
）　　・ｅ　（ｔ）　　　−（４）ここで、Ｇは修正係
数であり、ＬＭＳ法では、定数、学習同定法では。

Ｇ＝ｇ／　（Σ　ｘｔ　（ｔ）”）＋　　ｇ：定数　（
５）で与えられる値である。

これらの演算を、修正量算出器１２と加算器１３を用い
て行なう、修正量算出器１２ではこのΔｈｔ　（ｔ）を
次々と算出し、タップ係数レジスタ９から読み出した対
応するデータとを加算器１３において加算し、再びタッ
プ係数レジスタ９のしかるべき場所に格納される。

ところで、以上の様に行なわれたタップ係数の推定は、
マイクロホン５への入力が反響信号ｙ（ｔ）のみの場合
であった。しかし、反響信号ｙ　（ｔ）以外の音５（ｔ
）（送話信号）がある場合、すなわちｙ　（ｔ）　＋ｓ
　（ｔ）である場合には、送話信号ｓ　（１）のために
タップ係数の推定が不正確になる。このため、送話信号
ｓ　（ｔ）がある場合にはタップ係数の更新を禁止する
必要がある。その手段の一例としてマイクロホン５への
入力信号ｓ　（ｔ）　＋ｙ　（ｔ）と、スピーカ２への
入力信号すなわち受話信号ｘ　（ｔ）との信号レベルを
比較してｓ　Ｄ）　＋ｙ　（ｔ）の電力がｙ　（ｔ）の
電力より一定量大なるとき送話信号ｓ　（ｔ）が存在す
ると判断し、修正量算出器１２の出力データをＯとし、
すなわちタップ係数更新動作を一時中止する。これによ
って、送話信号−ｓ　（ｔ）がある場合でも安定してエ
コーキャンセラ動作を行なうことができる。

以上が、エコーキャンセラの基本的な原理である。

この様なエコーキャンセラでの問題点の一つとして、ハ
ンズフリー電話や電話会議に使用する場合に、部屋の大
きさや形状、壁の材質などで決まる部屋のインパルスレ
スポンスで大きく左右されるが、十分な性能を得るため
には、数Ｌｏｏｍにもおよぶ長時間のエコーをキャンセ
ルしなければならない、そのために電話帯域（３００〜
３４００Ｈｚ）での信号を対象としたエコーキャンセラ
における前述したタップ数は数百から数千にもおよび、
膨大なハードウェアが必要になる。また、そのハードウ
ェアをディジタル信号処理ＬＳＩ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓ
ｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ；以下、ＤＳＰと略す
。

）などの演算処理ＩＣを用いて構成した場合でも。

その演算時間からの制約でキャンセルできる遅延時間の
限界が生じてくる。

その対策として、特開昭６０−５６３４号公報に記載さ
れているように複数個の適応フィルタを縦続接続して、
エコーキャンセラを構成する方式［発明が解決しようと
する課題］しかし、上記従来技術では、汎用ＤＳＰを使用した縦続
接続方式については述べられておらず、専用のＬＳＩで
構成しているため、低価格のエコーキャンセラを実現す
ることは難しい。

本発明の目的は、上記の問題点を解決し、任意の個数の
汎用ＤＳＰで構成できる安価なエコーキャンセラを提供
することにある。

［課題を解決するための手段］上記目的のために、同一のソフトウェアで動作する汎用
ＤＳＰを第１から第ＮまでのＮ個使用する。それぞれの
ＤＳＰの対応するデータバスを分離バッファを介して順
次接続し最後は第ＮのＤＳＰからの出力データを一時蓄
えておくレジスタと分離バッファを介して、初段のＤＳ
Ｐへ接続し全体としてループ状に構成する。さらに、第
１のＤＳＰに、２つの入力データと前記レジスタに保持
されたデータを選択的に入力する手段を持つ。

［作用］各ＤＳＰはデータを伝送する際にデータ出力制御線をＬ
レベルにする。分離バッファは出力制御線がＬレベルに
なると導通状態となるため、ＤＳＰは隣接するＤＳＰに
データを伝送することが可能となる。また、第ＮのＤ　
Ｓ　Ｐからの出力データは一旦レジスタに蓄えたあと、
第１のＤＳＰへデータ入力が可能である。

これにより、同一の動作をする汎用のＤＳＰを複数個縦
列に接続することが可能になり、長時１間遅延のエコー
を消去できるエコーキャンセラが安価に構成できる。

［実施例］以下、本発明の一実施例を図面を引用しながら詳細に説
明する。

本発明の一実施例として、エコーキャンセラをハウリン
グ防止のために適用した場合について説明する。まず１
本実施例のエコーキャンセラの構成について説明する。

第１図は本発明の一実施例としてＤＳＰを用いたエコー
キャンセラを示したブロック図である。

ＤＳＰは外部とのデータの授受を行なうために例えば１
６ピツトのデータバスをもっている。そこで、まず第１
から第ＮまでのＮ個のＤＳＰ３１〜３３をデータバスが
全体としてループ状になるように構成する。そのとき、
各ＤＳＰ間は分離バッファ２１〜２３を介して接続する
。この分離バッファはその前のＤＳＰがデータを出力す
る時のみ信号的に結合するよう、出力制御線を前段のＤ
ＳＰの出力制御線に接続する。さらに、第１のＤＳＰ３
１の前には１個の分離バッファ２０を設けその入力側に
２個のＡ／Ｄ変換器４，６（図示せず）からのデータを
この第１のＤＳＰ３１が取りこめるように２つのレジス
タ（ＡＩレジスタ２５、Ａ２レジスタ２６）を設ける。

したがって、全体から見ると、データバスは見かけ上は
ループ状に結合されているが、分離バッファ２０〜２３
によりＤＳＰがデータを伝送する時のみ信号的には結合
する。また、第ＮのＤＳＰ３３からの出力をいったん蓄
えておくＥレジスタ２７を設け、その出力は前記の分離
バッファ２０の入力線と接続する。

さらに、第ＮのＤＳＰ３３からのデータを取り出して、
Ｄ／Ａ変換器７（図示せず）へ送るために。

−旦蓄えておくＤレジスタ２９を設けている。また、タ
イミング制御回路２８は前記各レジスタ２５．２６，２
７，２９に取り込むタイミングを制御して、３種類のデ
ータ（２つのＡ／Ｄ変換器４゜６からのデータならびに
第ＮのＤＳＰ３３からの１つの出力データ）を選択的に
書き込む。

次に、上記のように接続されたＤＳＰの動作を説明する
。第３図はＤＳＰでの信号の伝達の様子を示した説明図
である。

第２図で示したように通話相手からの受信信号ｘ　Ｄ）
はスピーカ２への入力信号として、音響信号に再生され
るとともにＡ／Ｄ変換器４に入力される。ここでアナロ
グ信号がディジタル信号に変換される１本実施例では、
電話帯域（３００〜ａ４ｏｏｈ）を対象とするためサン
プリング周波数は８に七、量子化ｂｉｔ数は１６ｂｉｔ
で使用する。第３図において、このＡ／Ｄ変換器４の出
力端子は第１のＤＳＰ３１・の第１の入力端子に接続さ
れており、ディジタル信号に変換された受信信号、（１
）はＤＳＰ３１の第１の入力データとして入力される。

また、マイクロホン５から入力されたマイク入力信号は
、Ａ／Ｄ変換器６においてＡ／Ｄ変換器４と同じ条件で
ディジタル信号に変換された後、第１のＤＳＰ３１の第
２の入力データとして入力される。そして、第３図に示
したように複数のＤＳＰ３１〜３３はそれぞれ対応する
入力端子と出力端子が接続されている。このうち、第Ｎ
のＤＳＰ３３の第２の出力データは一旦Ｅレジスタ２７
に蓄えられたあと第１のＤＳＰ３１の第３の入力データ
として入力される。さらに、第２のＤＳＰ３３の第３の
出力端子は、Ｄ／Ａ変換器７に接続されており、その第
３の出力データはＤ／Ａ変換器７によって、アナログ信
号として再生され、送信信号として通話相手側に送出さ
れる構成になっている。なお、第３図では個々の入力端
子と出力端子はそれぞれ別々に構成したが。

実際のＤＳＰでは共通の入出力端子を用いて、時分割に
よって構成している６図ではＡ／Ｄ変換器４．６やＤ／
Ａ変換器７とＤＳＰ３１〜３３が、直結する形で接続さ
れているが、ハードウェアの構成上バッファを介する必
要がある場合もある。

次に、第４図を用いて、個々のＤＳＰの動作を説明する
。４０はＤＳＰであり、入力端子４１〜４３と出力端子
４４〜４６をそれぞれ３個づつもっている。第１の入力
端子４１より入力された第１の入力データは、ｎ個の１
６ｂｉｔレジスタから構成されたＸレジスタ４７に順次
保持される。

ここで、そのＸレジスタ４７に保持される時刻ｔのデー
タをＸｏ　（ｔ）　〜Ｘ、−Ｌ　（ｔ）とする０時刻ｔ
＋１に新たにデータｘ（ｔ＋１）が入力されると、Ｘレ
ジスタ４７ではデータが順に隣に移動する。すなわちＸ１＋１（ｔ÷１）＝ｘｔ（ｔＬ　　　ｉ＝ｏ、１．−
、ｎ−２（６）となる。

最後のｘｓ−ｔ（ｔ）は第１の出力データとして第１の
出力端子４４から次段のＤＳＰの第１の入力データとし
て引き渡され、そこで同様の処理をうけて順次接続され
た次段のＤＳＰへ渡される。そして最終段のＤＳＰ３３
から、第１の出力データとして出力されるデータはその
まま捨てられる。

次に、ｎ個の１６ｂｉｔレジスタから構成されるタップ
係数レジスタ４８は同様に時刻ｔにおいてｈａ（ｔ）〜
ｈ、−，（ｔ）の値を持っている。これが、前述したタ
ップ係数であり、反響路のインパルスレスポンスに相当
する。畳み込み演算器４９では、タップ係数レジスタ４
８とＸレジスタ４７内のデータを用いて、式（１）で示
す演算を行ない、出力ｙ　（ｔ）を算出する。第２の入
力端子４２から入力された第２の入力データからこのｙ
（１）を減算器５０で減算後、その値を第２の出力デー
タとして第２の出力端子４５から次段のＤＳＰに引き渡
す６次段のＤＳＰではこれを第２の入力データとして同
一の処理を行なう、こうして、最終段のＤＳＰ３３で得
られた第２の出力データは残差信号、すなわち式（２）
で示されるｅ　（ｔ）である。この残差信号ｅ（１）は
最終段のＤＳＰ３３の第２の出力端子４５から出力され
た後、Ｅレジスタ２７に格納され、その後、初段のＤＳ
Ｐ３１の第３の入力データとしてもどされ、そして、第
３の出力データとして、第３の出力端子４６から次段の
ＤＳＰに引き渡される。最終段のＤＳＰ３３ではこの第
３の出力データはＤ／Ａ変換器７に入力され送信信号と
なる。

次に、ＬＭＳ法においては、Ｅレジスタ２７に格納され
ているデータ（すなわちｅ（ｔ））とＸｉ　（ｔ）をも
とに修正量算出器４２において式（４）に示すタップ係
数の修正量を算出する。ただし、Ｅレジスタ２７に格納
されているデータは１サンプル前のデータ（すなわちｅ
（ｔ−１））である。したがって、この場合の修正量の
算出は式（４）の代わりに以下の式（７）を用いる。

Δｈ　ｃ（ｔ）　＝　Ｇ−ｘ　ｃ（ｔ−１）　・ｅ　（
ｔ−１）　　　　　　（７）すなわち、修正量の演算に
はｌサンプル前の受信データを用いる。その後、タップ
係数レジスタ４８の値を次々に読み出して加算器５３に
おいて、修正量を加算後、再びタップ係数レジスタ４８
の同じ位置に格納する。

以上の一連の動作を各Ｉ）ＳＰは並行して、１サンプリ
ング時間内（８ｋＨｚのサンプリングでは１２５μｓ）
で動作する。

本実施例によれば、Ｎ個のＤＳＰの内、２組以上のＤＳ
Ｐが同時にデータの伝送を行なうことが出来、データバ
スの競合を防止することができる。

したがって、データ伝送において、待ち時間が不必要と
なり全体として、各ＤＳＰが互いに演算動作に影響を受
ける事無く並行動作することが可能である。すなわちＤ
ＳＰの個数が増えることに対してはまったく問題がない
、その結果、１個のＤＳＰでたとえば１２８タツプしか
構成できない場合でも複数のＤＳＰを縦列に接続するこ
とによって、数１０００タツプもの長いタップ数のＤＳ
Ｐを構成でき、長い反響信号を消去するエコーキャンセ
ラを構成することができる。また、消去する反響信号の
時間に応じＤＳＰの個数を設定することができるなどの
効果がある。

また、ＤＳＰの他の具体例として、学習同定法を用いた
例を第５図に示す、第５図に示すように、二乗和算出器
５４を設けて、Ｘレジスタ４７にあるタップ数だけのデ
ータの二乗和を算出する。その結果は修正量算出１５２
′に送られる。修正量算出器５２′では式（４）および
式（５）で示される演算を行なって修正量Δｈを算出し
、この値を加算器５３で加算することによって、タップ
係数の更新を行なう。この具体例では二第４図に示した
具体例に比較して収束速度にすぐれている特徴がある６［発明の効果］本発明によれば、同一ソフトウェアで動作する複数のＤ
ＳＰでエコーキャンセラを構成する場合、その接続個数
に応じて任意のエコー補償時間をもったエコーキャンセ
ラを実現することができる。

すなわち、縦続接続するＤＳＰの個数を変えるのみで、
目的に応じたエコーキャンセラを多種類構成することが
できる。また、その動作も同一のものであり、ＤＳＰの
動作効率が良い。

その結果、目的に応じたエコーキャンセラを低価格で構
成することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示したブロック図、第２図
は従来のエコーキャンセラを用いたハンズフリー電話機
を示したブロック図、第３図は第１図におけるＤＳＰで
の信号の伝達の様子を示した説明図、第４図は第１図に
おけるＤＳＰの一具体例を示したブロック図、第５図は
第１図におけるＤＳＰの他の具体例を示したブロック図
、である。符号の説明２０〜２３・・・分離バッファ、２５・・・Ａルジスタ
、２６・・・Ａ２レジスタ、２７・・・Ｅレジスタ、２
８・・・タイミング制御回路、２９・・・Ｄレジスタ、
３１〜３３・・・ＤＳＰ。第図第第

Claims

【特許請求の範囲】１、第１のレジスタに保持された受話信号をその第１の
入力データとして、第２のレジスタに保持された反響信
号を含んだ信号をその第２の入力データとして、第３の
レジスタに保持された残差信号を第３の入力データとし
て、それぞれ入力する第１のディジタル信号処理ＬＳＩ
（以下、ＤＳＰと略す。）と、その第２の出力データを
前記残差信号として前記第３のレジスタに、その第３の
出力データを送話信号として第４のレジスタに、それぞ
れ保持させる第Ｎ（Ｎは自然数）のＤＳＰと、前記第１
のＤＳＰと第ＮのＤＳＰとの間に各々縦列に接続され、
前段のＤＳＰの第１乃至第３の出力データをその第１乃
至第３の入力データとして入力し、その第１乃至第３の
出力データを後段のＤＳＰの第１乃至第３の入力データ
として後段のＤＳＰに入力させる第２乃至第Ｎ−１のＤ
ＳＰと、前記第１乃至第３のレジスタと前記第１のＤＳ
Ｐとをつなぐデータバスライン中及び各々のＤＳＰ間を
つなぐデータバスライン中にそれぞれ配され、その前段
のＤＳＰ或いは第１乃至第３のレジスタがその後段のＤ
ＳＰにデータを伝送する時のみ導通する複数の分離バッ
ファと、から成るエコーキャンセラにおいて、前記第１乃至第ＮのＤＳＰは、それぞれ、入力された第
１の入力データを保持し、一定時間経過後、第１の出力
データとして出力する第１の手段と、該第１の手段に保
持されているデータに基づいて擬似反響信号を生成する
第２の手段と、入力された第２の入力データと生成され
た前記擬似反響信号とを減算し、その減算結果を前記第
２の出力データとして出力する第３の手段と、入力され
た第３の入力データを第３の出力データとして出力する
と共に、前記第３の入力データを基に前記第２の手段に
おける前記擬似反響信号の生成を制御する第４の手段と
、で構成されることを特徴とするエコーキャンセラ。２、請求項１に記載のエコーキャンセラにおいて、前記
４の手段は、前記第１の手段に保持されているデータか
ら二乗和信号を算出する二乗和算出手段を有し、算出さ
れた該二乗和信号と入力された前記第３の入力データと
を基に前記第２の手段における前記擬似反響信号の生成
を制御するようにしたことを特徴とするエコーキャンセ
ラ。