JPH0254967B2 - - Google Patents
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- JPH0254967B2 JPH0254967B2 JP4919784A JP4919784A JPH0254967B2 JP H0254967 B2 JPH0254967 B2 JP H0254967B2 JP 4919784 A JP4919784 A JP 4919784A JP 4919784 A JP4919784 A JP 4919784A JP H0254967 B2 JPH0254967 B2 JP H0254967B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- operational amplifier
- capacitor
- output
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明は、入力信号のレベルが基準値より低い
時は制御を行なわずそのまま通すが、ある時間連
続して基準値を越えや場合には、出力レベルを基
準値まで低下させる制御を行ない、かつ入力信号
のレベルが基準値以下に復帰した時には急速に制
御を中止する自動レベル制御回路に関する。
時は制御を行なわずそのまま通すが、ある時間連
続して基準値を越えや場合には、出力レベルを基
準値まで低下させる制御を行ない、かつ入力信号
のレベルが基準値以下に復帰した時には急速に制
御を中止する自動レベル制御回路に関する。
衛星通信により周波数分割多重電話信号をFM
方式により伝送する場合、帯域および電力の有効
利用のため、過負荷に対する余裕はわずかしか取
られない。従つて、各地球局の送信機において
は、多重電話信号のレベルが、長時間にわたり規
定値を越えることがないよう、前述のような機能
を有する自動レベル制御回路が用いられる。この
目的のために用いられる従来技術の一例を第１図
に示す。図において、１は多重電話信号の入力端
子、２は出力端子である。入力信号は抵抗器１１
とフオトセル１２のCdS抵抗とで分圧され、増幅
器１３で増幅されて出力端子２に出力される。フ
オトセル１２にはLEDが組合されており、LED
に流れる電流が多くなるとCdS抵抗の抵抗値が低
下し、出力端子２の出力レベルが低下する。従つ
て、LEDに流す電流により、出力端子２の出力
レベルを制御できる。即ち、増幅器１３およびフ
オトセル１２等が可変利得増幅器を構成してい
る。出力信号は、ダイオード１４およびコンデン
サ１５を含む検波回路により検波整流され、抵抗
器２１を介して第１の演算増幅器２４の反転入力
端子に加えられる。電源電圧＋Ｖを可変抵抗器２
３で分圧して作られた第１の基準電圧は、抵抗器
２２を介して同じく第１の演算増幅器２４の反転
入力端子に加えられる。検波出力電圧と前記第１
の基準電圧は逆極性である。従つて、検波出力電
圧の絶対値が第１の基準電圧より大きければ第１
の演算増幅器２４の出力電圧は正となりダイオー
ド２５が導通し、接続点３には、検波出力電圧の
絶対値と第１の基準電圧との差が抵抗器２１と抵
抗器２８の比率で増幅されて現われる。この電圧
は、抵抗器２９を通じてコンデンサ３０を充電す
る。コンデンサ３０の端子４の電圧は、抵抗器４
１を介して第２の演算増幅器４４の反転入力端子
に接続されている。また、第２の演算増幅器４４
の反転入力端子には、第２の電源電圧−Ｖを可変
抵抗器４３で分圧した第２の基準電圧が抵抗器４
２を介して加えられている。この第２の基準電圧
は、コンデンサ３０の端子４の電圧と逆極性であ
る。従つて、端子４の電圧の絶対値が第２の基準
電圧の絶対値より小さい間は、第２の演算増幅器
４４の出力電圧は正となり、トランジスタ４５は
カツトオフとなり、フオトセル１２のLEDには
電流が流れず、端子２の出力レベルは低下させら
れない。ところが、コンデンサ３０が充電されて
行き、端子４の電圧の絶対値が第２の基準電圧の
絶対値を越えると、第２の演算増幅器４４の出力
電圧は負となり、トランジスタ４５は電流をフオ
トセル１２のLEDに流し、端子２の出力レベル
は低下する。この結果、検波出力電圧は低下し、
その絶対値が第１の基準電圧にほぼ等しくなつた
所で安定する。このように、入力レベルが基準値
よりも増大したとき、コンデンサ３０がある電圧
まで充電されるまでの時間で決まる不感動時間の
間はレベル制御は行なわれず、その後はじめてレ
ベル制御が行なわれる。次に、入力レベルが基準
値以下に減少すると、第１の演算増幅器２４の出
力は負となり、ダイオード２５はオフとなり、ダ
イオード２６がオンとなる。またダイオード２７
がオンとなるので、コンデンサ３０は急速に放電
する。従つて、第２の演算増幅器４４の出力電圧
が正となるため、トランジスタ４５はカツトオフ
となり、出力レベル制御は行なわれなくなる。な
お、コンデンサ４７および抵抗４８は、回路の応
答をなめらかにするために挿入されており、かつ
復帰後の応答時間を決めている。またダイオード
４６は、非制御時の第２の演算増幅器４４の出力
電圧を制限するためのものである。
方式により伝送する場合、帯域および電力の有効
利用のため、過負荷に対する余裕はわずかしか取
られない。従つて、各地球局の送信機において
は、多重電話信号のレベルが、長時間にわたり規
定値を越えることがないよう、前述のような機能
を有する自動レベル制御回路が用いられる。この
目的のために用いられる従来技術の一例を第１図
に示す。図において、１は多重電話信号の入力端
子、２は出力端子である。入力信号は抵抗器１１
とフオトセル１２のCdS抵抗とで分圧され、増幅
器１３で増幅されて出力端子２に出力される。フ
オトセル１２にはLEDが組合されており、LED
に流れる電流が多くなるとCdS抵抗の抵抗値が低
下し、出力端子２の出力レベルが低下する。従つ
て、LEDに流す電流により、出力端子２の出力
レベルを制御できる。即ち、増幅器１３およびフ
オトセル１２等が可変利得増幅器を構成してい
る。出力信号は、ダイオード１４およびコンデン
サ１５を含む検波回路により検波整流され、抵抗
器２１を介して第１の演算増幅器２４の反転入力
端子に加えられる。電源電圧＋Ｖを可変抵抗器２
３で分圧して作られた第１の基準電圧は、抵抗器
２２を介して同じく第１の演算増幅器２４の反転
入力端子に加えられる。検波出力電圧と前記第１
の基準電圧は逆極性である。従つて、検波出力電
圧の絶対値が第１の基準電圧より大きければ第１
の演算増幅器２４の出力電圧は正となりダイオー
ド２５が導通し、接続点３には、検波出力電圧の
絶対値と第１の基準電圧との差が抵抗器２１と抵
抗器２８の比率で増幅されて現われる。この電圧
は、抵抗器２９を通じてコンデンサ３０を充電す
る。コンデンサ３０の端子４の電圧は、抵抗器４
１を介して第２の演算増幅器４４の反転入力端子
に接続されている。また、第２の演算増幅器４４
の反転入力端子には、第２の電源電圧−Ｖを可変
抵抗器４３で分圧した第２の基準電圧が抵抗器４
２を介して加えられている。この第２の基準電圧
は、コンデンサ３０の端子４の電圧と逆極性であ
る。従つて、端子４の電圧の絶対値が第２の基準
電圧の絶対値より小さい間は、第２の演算増幅器
４４の出力電圧は正となり、トランジスタ４５は
カツトオフとなり、フオトセル１２のLEDには
電流が流れず、端子２の出力レベルは低下させら
れない。ところが、コンデンサ３０が充電されて
行き、端子４の電圧の絶対値が第２の基準電圧の
絶対値を越えると、第２の演算増幅器４４の出力
電圧は負となり、トランジスタ４５は電流をフオ
トセル１２のLEDに流し、端子２の出力レベル
は低下する。この結果、検波出力電圧は低下し、
その絶対値が第１の基準電圧にほぼ等しくなつた
所で安定する。このように、入力レベルが基準値
よりも増大したとき、コンデンサ３０がある電圧
まで充電されるまでの時間で決まる不感動時間の
間はレベル制御は行なわれず、その後はじめてレ
ベル制御が行なわれる。次に、入力レベルが基準
値以下に減少すると、第１の演算増幅器２４の出
力は負となり、ダイオード２５はオフとなり、ダ
イオード２６がオンとなる。またダイオード２７
がオンとなるので、コンデンサ３０は急速に放電
する。従つて、第２の演算増幅器４４の出力電圧
が正となるため、トランジスタ４５はカツトオフ
となり、出力レベル制御は行なわれなくなる。な
お、コンデンサ４７および抵抗４８は、回路の応
答をなめらかにするために挿入されており、かつ
復帰後の応答時間を決めている。またダイオード
４６は、非制御時の第２の演算増幅器４４の出力
電圧を制限するためのものである。
以上説明したように、第１図に記した従来回路
によれば、入力信号のレベルが基準値より低い時
は制御を行なわずそのまま通すが、ある時間連続
して基準値を越えた場合には出力レベルを基準値
まで低下させる制御を行ない、かつ入力信号のレ
ベルが基準値以下に復帰した時には急速に制御を
中止する自動レベル制御回路が得られる。
によれば、入力信号のレベルが基準値より低い時
は制御を行なわずそのまま通すが、ある時間連続
して基準値を越えた場合には出力レベルを基準値
まで低下させる制御を行ない、かつ入力信号のレ
ベルが基準値以下に復帰した時には急速に制御を
中止する自動レベル制御回路が得られる。
しかるにこのような従来技術によれば、入力レ
ベルの増加が大きい時も、第１の演算増幅器２４
が飽和しないためには、その利得を余り大きくで
きない。従つて、制御が行なわれている時など、
検波出力電圧の絶対値と第１の基準電圧の差がわ
ずかの時には、第１の演算増幅器２４の出力電圧
はわずかな値となり、このため、コンデンサ３０
の端子電圧も小さくなる。従つて、可変抵抗器４
３で設定される第２の基準電圧もそれに伴い、後
述のように実際には0Vという小さな値とせざる
を得ない。また、第２の演算増幅器４４の回路の
利得を高くする必要が生じる。以上のことによ
り、２つの欠点が生ずる。まず第１に、電圧が低
いことと、抵抗４１の値を大きくできないことか
らコンデンサ３０の値を大きくする必要が生じ
る。例えば、3000マイクロフアラツドという大容
量を必要とする。第２に、ダイオード２７の電圧
降下の影響が無視できなくなり、度変動が大きく
なる。
ベルの増加が大きい時も、第１の演算増幅器２４
が飽和しないためには、その利得を余り大きくで
きない。従つて、制御が行なわれている時など、
検波出力電圧の絶対値と第１の基準電圧の差がわ
ずかの時には、第１の演算増幅器２４の出力電圧
はわずかな値となり、このため、コンデンサ３０
の端子電圧も小さくなる。従つて、可変抵抗器４
３で設定される第２の基準電圧もそれに伴い、後
述のように実際には0Vという小さな値とせざる
を得ない。また、第２の演算増幅器４４の回路の
利得を高くする必要が生じる。以上のことによ
り、２つの欠点が生ずる。まず第１に、電圧が低
いことと、抵抗４１の値を大きくできないことか
らコンデンサ３０の値を大きくする必要が生じ
る。例えば、3000マイクロフアラツドという大容
量を必要とする。第２に、ダイオード２７の電圧
降下の影響が無視できなくなり、度変動が大きく
なる。
本従来回路によるこのような欠点をはつきりさ
せるため不感動時間を計算により求めると次のよ
うになる。第１図の回路において今入力レベルが
ステツプ状に上昇して、ダイオード１４の出力の
検波電圧が−Vioになつたとし、第１の基準電圧
をVrefとすれば、接続点３の電圧V3は V3＝R28／R21・（Vio−Vref） (1) となる。したがつてそれからｔ秒後の接続点４の
電圧V4は次式で与えられる。
せるため不感動時間を計算により求めると次のよ
うになる。第１図の回路において今入力レベルが
ステツプ状に上昇して、ダイオード１４の出力の
検波電圧が−Vioになつたとし、第１の基準電圧
をVrefとすれば、接続点３の電圧V3は V3＝R28／R21・（Vio−Vref） (1) となる。したがつてそれからｔ秒後の接続点４の
電圧V4は次式で与えられる。
V4＝（R41／R41＋R29V3＋Vpff）｛１−
exp（−ｔ／Tc）｝−Vpff (2)
ただし
TC＝R41・R29／R41＋R29・C30 (3)
また、Rxxは抵抗器xxの抵抗値、C30はコンデ
ンサ３０の容量値、−Vpffは入力レベルが基準値
以下の時の接続点４の電圧である。
ンサ３０の容量値、−Vpffは入力レベルが基準値
以下の時の接続点４の電圧である。
接続点V4の電圧が第２の基準電圧より大きく
なると、制御が開始されるわけであるが、式(2)よ
り明らかなように、V4はｔが無限大になつたと
き、V3×R41／（R41＋R29）に収束し、これより
大きくならない。
なると、制御が開始されるわけであるが、式(2)よ
り明らかなように、V4はｔが無限大になつたと
き、V3×R41／（R41＋R29）に収束し、これより
大きくならない。
一方、V3は(1)式であらわされるように、検波
電圧と第１の基準電圧の差に比例するから、検波
電圧が第１の基準電圧より少しでも大きくなつた
時に、制御を開始させようとすると、このとき
V4はほとんど０に近い値となり、第２の基準電
圧はそれより小さな値、すなわち0Vとするのが
適当である。
電圧と第１の基準電圧の差に比例するから、検波
電圧が第１の基準電圧より少しでも大きくなつた
時に、制御を開始させようとすると、このとき
V4はほとんど０に近い値となり、第２の基準電
圧はそれより小さな値、すなわち0Vとするのが
適当である。
従つて、本回路の不感動時間は式(2)で示される
V4が0Vになるまでの時間で求められる。これを
t1とすれば、 t1＝−TClog（１ −Vpff／V3・R41／（R41＋R29）＋Vpff） (4) Tc・Vpff／V3・R41／（R41＋R29）＋Vpff (5) となる。このように従来回路の不感動時間t1は、
Vpffに大きく依存する。ところが、第１図から明
らかなように、入力レベルが基準値以下の時に
は、演算増幅器２４の出力電圧は、負となるが、
ダイオード２６がオンとなるため、地気電圧に対
し、ダイオード２６の順方向降下電圧VD26だけ
負となる。接続点４はダイオード２７により演算
増幅器２４の出力端子に結ばれており、ダイオー
ド２７はオンとなるため、接続点４は、演算増幅
器２４の出力端子電圧より、ダイオード２７の順
方向降下電圧VD27だけ正となる。従つて接続点
４の電圧−Vpffは −Vpff＝−VD26＋VD27 (6) となる。ダイオード２６，２７がシリコンダイオ
ードの場合、VD26は約0.6Vであるが、ダイオー
ド２７に流れる電流は極めて少ないため、VD27
は約0.2Vとなる。従つて、Vpffは約0.4Vという極
めて小さい値となり、また、ダイオードの特性で
決まるため、温度変動による変化も大きい。
V4が0Vになるまでの時間で求められる。これを
t1とすれば、 t1＝−TClog（１ −Vpff／V3・R41／（R41＋R29）＋Vpff） (4) Tc・Vpff／V3・R41／（R41＋R29）＋Vpff (5) となる。このように従来回路の不感動時間t1は、
Vpffに大きく依存する。ところが、第１図から明
らかなように、入力レベルが基準値以下の時に
は、演算増幅器２４の出力電圧は、負となるが、
ダイオード２６がオンとなるため、地気電圧に対
し、ダイオード２６の順方向降下電圧VD26だけ
負となる。接続点４はダイオード２７により演算
増幅器２４の出力端子に結ばれており、ダイオー
ド２７はオンとなるため、接続点４は、演算増幅
器２４の出力端子電圧より、ダイオード２７の順
方向降下電圧VD27だけ正となる。従つて接続点
４の電圧−Vpffは −Vpff＝−VD26＋VD27 (6) となる。ダイオード２６，２７がシリコンダイオ
ードの場合、VD26は約0.6Vであるが、ダイオー
ド２７に流れる電流は極めて少ないため、VD27
は約0.2Vとなる。従つて、Vpffは約0.4Vという極
めて小さい値となり、また、ダイオードの特性で
決まるため、温度変動による変化も大きい。
典形的な場合、Vioは0.70V，Vrefは0.63V，R21
は6.8kΩ，R28は128kΩ，R29は100kΩ，R41は
180kΩ，C30は3000μFとすれば、式(1)よりV3＝
1.32Vとなり、式(3)よりTC＝193秒となり、Vpff＝
0.4Vとすれば、式(4)よりt1＝74.5秒となる。
は6.8kΩ，R28は128kΩ，R29は100kΩ，R41は
180kΩ，C30は3000μFとすれば、式(1)よりV3＝
1.32Vとなり、式(3)よりTC＝193秒となり、Vpff＝
0.4Vとすれば、式(4)よりt1＝74.5秒となる。
即ち、従来回路によれば、74.5秒の不感動時間
を得るのに3000μFという大容量を必要とした。
また、前述のように不感動時間はダイオード２
６，２７の特性に依存しており、温度変動が大き
いという欠点がある。
を得るのに3000μFという大容量を必要とした。
また、前述のように不感動時間はダイオード２
６，２７の特性に依存しており、温度変動が大き
いという欠点がある。
このように、従来回路によれば、装置が大型と
なり、かつ温度変動が大きかつた。
なり、かつ温度変動が大きかつた。
本発明の目的は、コンデンサ３０を小容量のも
ので済ますことが可能な、小形化に適した、温度
変動の小さい自動レベル制御回路を提供すること
にある。
ので済ますことが可能な、小形化に適した、温度
変動の小さい自動レベル制御回路を提供すること
にある。
本発明によれば、入力信号を受け、レベル制御
された信号を出力する可変利得増幅器と、該可変
利得増幅器の出力信号を受ける検波回路と、演算
増幅器および第１のコンデンサを含む積分回路と
を備え、前記検波回路の出力直流電圧を、第１の
抵抗器を介して、前記演算増幅器の反転入力端子
に加え、また第１の基準電圧を、第２の抵抗器を
介して、前記反転入力端子に加え、また前記演算
増幅器の出力端子に第１のダイオードの一端を接
続し、該第１のダイオードの他端に前記第１のコ
ンデンサの一端を接続し、該第１のコンデンサの
他端と前記反転入力端子との間に第２のダイオー
ドを接続し、かつ該第１のコンデンサに並列に、
トランジスタのエミツタおよびコレクタを接続
し、該トランジスタのベースを前記演算増幅器の
出力端子に接続し、更に、前記積分回路の出力電
圧が、第２の基準電圧を越えた場合にのみ、前記
可変利得増幅器の利得を減少させる回路を備えて
いることを特徴とする自動レベル制御回路が得ら
れる。
された信号を出力する可変利得増幅器と、該可変
利得増幅器の出力信号を受ける検波回路と、演算
増幅器および第１のコンデンサを含む積分回路と
を備え、前記検波回路の出力直流電圧を、第１の
抵抗器を介して、前記演算増幅器の反転入力端子
に加え、また第１の基準電圧を、第２の抵抗器を
介して、前記反転入力端子に加え、また前記演算
増幅器の出力端子に第１のダイオードの一端を接
続し、該第１のダイオードの他端に前記第１のコ
ンデンサの一端を接続し、該第１のコンデンサの
他端と前記反転入力端子との間に第２のダイオー
ドを接続し、かつ該第１のコンデンサに並列に、
トランジスタのエミツタおよびコレクタを接続
し、該トランジスタのベースを前記演算増幅器の
出力端子に接続し、更に、前記積分回路の出力電
圧が、第２の基準電圧を越えた場合にのみ、前記
可変利得増幅器の利得を減少させる回路を備えて
いることを特徴とする自動レベル制御回路が得ら
れる。
更に、本発明によれば、前記積分回路は、前記
演算増幅器の出力端子および反転入力端子間に接
続された第２のコンデンサをも含むものである自
動レベル制御回路が得られる。
演算増幅器の出力端子および反転入力端子間に接
続された第２のコンデンサをも含むものである自
動レベル制御回路が得られる。
前記積分回路の出力電圧は、前記演算増幅器の
出力端子、又は前記第１のコンデンサと前記第１
のダイオードとの接続点から得るものである。
出力端子、又は前記第１のコンデンサと前記第１
のダイオードとの接続点から得るものである。
次に本発明の実施例について図面を参照して説
明する。
明する。
第２図に示した本発明の第１の実施例による自
動レベル制御回路における第１図の従来回路との
相異は、主として第１の演算増幅器２４の回りに
ある。今、入力レベルが基準値より大きくなる
と、検波出力電圧の絶対値が前記第１の基準電圧
（可変抵抗器２３で設定される）の絶対値より大
きくなり、第１の演算増幅器２４の出力電圧は正
となる。このため第１のダイオード２５及び第２
のダイオード２６はオンとなり、第１のコンデン
サ３０は充電されて行く。第１の演算増幅器の出
力端子４の電圧の絶対値が、前記第２の基準電圧
（可変抵抗器４３で設定される）の絶対値よりも
大きくなると、第２の演算増幅器４４の出力電圧
が負となり、制御が開始されることは、従来の回
路と同じである。ただし本発明の回路では、第１
の演算増幅器２４自身が第１のコンデンサ３０と
共に積分回路を形成しているため、大入力に対し
ても飽和することなく、積分時間が入力レベル差
に反比例する関係が保たれる。このため、可変抵
抗器４３で設定される第２の基準電圧を大きな値
にすることが可能となる。このことと、従来回路
では充電時定数を短かくする原因の１つであつた
抵抗４１が、本発明では充電時定数に関係のない
ことから、第１のコンデンサ３０の容量は、同じ
時定数を得るのに約５マイクフアラドで良い利点
がある。
動レベル制御回路における第１図の従来回路との
相異は、主として第１の演算増幅器２４の回りに
ある。今、入力レベルが基準値より大きくなる
と、検波出力電圧の絶対値が前記第１の基準電圧
（可変抵抗器２３で設定される）の絶対値より大
きくなり、第１の演算増幅器２４の出力電圧は正
となる。このため第１のダイオード２５及び第２
のダイオード２６はオンとなり、第１のコンデン
サ３０は充電されて行く。第１の演算増幅器の出
力端子４の電圧の絶対値が、前記第２の基準電圧
（可変抵抗器４３で設定される）の絶対値よりも
大きくなると、第２の演算増幅器４４の出力電圧
が負となり、制御が開始されることは、従来の回
路と同じである。ただし本発明の回路では、第１
の演算増幅器２４自身が第１のコンデンサ３０と
共に積分回路を形成しているため、大入力に対し
ても飽和することなく、積分時間が入力レベル差
に反比例する関係が保たれる。このため、可変抵
抗器４３で設定される第２の基準電圧を大きな値
にすることが可能となる。このことと、従来回路
では充電時定数を短かくする原因の１つであつた
抵抗４１が、本発明では充電時定数に関係のない
ことから、第１のコンデンサ３０の容量は、同じ
時定数を得るのに約５マイクフアラドで良い利点
がある。
本発明回路の利点をはつきりさせるため、不感
動時間を計算により求めると次のようになる。第
２図の回路において、今入力レベルがステツプ状
に上昇してダイオード１４の出力の検波電圧が−
Vioになつたとし、第１の基準電圧をVrefとすれ
ば、演算増幅器２４の出力端子４の電圧V4のｔ
秒後の値は V4＝（Vio−Vref）ｔ／R21・C30＋VD25＋VD26 (7) となる。この電圧が第２の基準電圧Vref2に等し
くなるまでの時間が不感動時間t2である。
動時間を計算により求めると次のようになる。第
２図の回路において、今入力レベルがステツプ状
に上昇してダイオード１４の出力の検波電圧が−
Vioになつたとし、第１の基準電圧をVrefとすれ
ば、演算増幅器２４の出力端子４の電圧V4のｔ
秒後の値は V4＝（Vio−Vref）ｔ／R21・C30＋VD25＋VD26 (7) となる。この電圧が第２の基準電圧Vref2に等し
くなるまでの時間が不感動時間t2である。
従つて、
t2＝Vref2−VD25−VD26／Vio−Vref・R21・C30 (8)
を求められる。
今、Vioを070V，Vrefを0.63V，R21を147kΩ，
C30を5μF，Vref2を10Vとすれば、ダイオード２
５，２６の順方向降下電圧VD25およびVD26はそ
れぞれ約0.5Vなので式(8)よりt2＝95秒となる。
C30を5μF，Vref2を10Vとすれば、ダイオード２
５，２６の順方向降下電圧VD25およびVD26はそ
れぞれ約0.5Vなので式(8)よりt2＝95秒となる。
このように本回路によれば、従来回路の容量値
が3000μFであつたのに対し、5μFという小さな容
量でほぼ同じ時定数となつた。
が3000μFであつたのに対し、5μFという小さな容
量でほぼ同じ時定数となつた。
なお、本回路の場合も、時定数t2は式(8)から明
らかなように、ダイオード２５，２６の順方向降
下電圧の影響を受けるが、Vref2をVD25，VD26よ
り充分大きくすることにより、その温度変動の影
響を軽減することが可能である。またVref2を温
度補償することにより、ダイオード２５および２
６の温度変動の影響を実用上無視できるようにす
ることも可能である。
らかなように、ダイオード２５，２６の順方向降
下電圧の影響を受けるが、Vref2をVD25，VD26よ
り充分大きくすることにより、その温度変動の影
響を軽減することが可能である。またVref2を温
度補償することにより、ダイオード２５および２
６の温度変動の影響を実用上無視できるようにす
ることも可能である。
さて、第１のコンデンサ３０に並列に接続され
たトランジスタ３２は、充電時にはベースが逆バ
イアスされカツトオフとなつている。しかし、入
力レベルが基準値以下に低下すると、第１の演算
増幅器２４の入力電圧は負となり、ダイオード２
５はオフとなり、トランジスタ３２のベースは順
バイアスされてオンとなる。このため、第１のコ
ンデンサ３０の電荷は急速に放電され、制御は中
止される。
たトランジスタ３２は、充電時にはベースが逆バ
イアスされカツトオフとなつている。しかし、入
力レベルが基準値以下に低下すると、第１の演算
増幅器２４の入力電圧は負となり、ダイオード２
５はオフとなり、トランジスタ３２のベースは順
バイアスされてオンとなる。このため、第１のコ
ンデンサ３０の電荷は急速に放電され、制御は中
止される。
ダイオード２６がないと、入力レベルが基準値
よりわずかに低くなつたとき、コンデンサ３０の
放電電流が、演算増幅器２４の入力端子側からコ
ンデンサ３０に流れこみ、演算増幅器２４の入力
端子電圧が負から正に転ずるのを妨げるので、負
帰還作用により演算増幅器２４の出力電圧が正か
ら負に変化するのを遅くし、結果としてコンデン
サ３０の放電速度を遅くする。ダイオード２６が
あると、コンデンサ３０の放電電流はダイオード
２６により阻止され、演算増幅器２４の入力端子
側よりは流れこまないので、該入力端子電圧はす
ぐに正に転じ、従つて演算増幅器２４の出力電圧
はすぐに負に転ずるため、コンデンサ３０は急速
に放電する。
よりわずかに低くなつたとき、コンデンサ３０の
放電電流が、演算増幅器２４の入力端子側からコ
ンデンサ３０に流れこみ、演算増幅器２４の入力
端子電圧が負から正に転ずるのを妨げるので、負
帰還作用により演算増幅器２４の出力電圧が正か
ら負に変化するのを遅くし、結果としてコンデン
サ３０の放電速度を遅くする。ダイオード２６が
あると、コンデンサ３０の放電電流はダイオード
２６により阻止され、演算増幅器２４の入力端子
側よりは流れこまないので、該入力端子電圧はす
ぐに正に転じ、従つて演算増幅器２４の出力電圧
はすぐに負に転ずるため、コンデンサ３０は急速
に放電する。
このように本発明によれば、従来回路と同一の
特性を得ることができる上に、第１のコンデンサ
３０をはるかに小容量のもので済ますことが可能
となり、また温度変動も小となるので、装置の小
形化および動作の安定に大きく寄与する。
特性を得ることができる上に、第１のコンデンサ
３０をはるかに小容量のもので済ますことが可能
となり、また温度変動も小となるので、装置の小
形化および動作の安定に大きく寄与する。
次に、第１の演算増幅器２４の出力端子と反転
入力端子との間に接続された第２のコンデンサ３
１の役割について述べる。制御が行なわれている
時、入力レベルがわずかに低下しも、第１の演算
増幅器２４の出力電圧は、第２のコンデンサ３１
がなければ、直ちに負となりトランジスタ３２が
オンとなつて第１のコンデンサ３０を放電させて
しまう。すると、出力レベルは再度上昇するので
第１の演算増幅器２４の出力電圧はまた正とな
り、第１のコンデンサ３０を充電させることにな
り、レベルが振動的になる可能性がある。しか
し、第２のコンデンサ３１の挿入により、第１の
演算増幅器２４の出力電圧の急変が防止されるの
で、動作が安定となる。
入力端子との間に接続された第２のコンデンサ３
１の役割について述べる。制御が行なわれている
時、入力レベルがわずかに低下しも、第１の演算
増幅器２４の出力電圧は、第２のコンデンサ３１
がなければ、直ちに負となりトランジスタ３２が
オンとなつて第１のコンデンサ３０を放電させて
しまう。すると、出力レベルは再度上昇するので
第１の演算増幅器２４の出力電圧はまた正とな
り、第１のコンデンサ３０を充電させることにな
り、レベルが振動的になる可能性がある。しか
し、第２のコンデンサ３１の挿入により、第１の
演算増幅器２４の出力電圧の急変が防止されるの
で、動作が安定となる。
なお、上記実施例では、第１の演算増幅器２４
の出力端子を、積分回路の出力として、抵抗器４
１を介して第２の演算増幅器４４の入力端子に接
続しているが、第３図に示すように、第１のダイ
オード２５と第１のコンデンサ３０との接続点
を、積分回路の出力として、抵抗器４１を介して
第２の演算増幅器４４の入力端子に接続してもほ
ぼ同様の回路動作が行われることは明らかであ
る。
の出力端子を、積分回路の出力として、抵抗器４
１を介して第２の演算増幅器４４の入力端子に接
続しているが、第３図に示すように、第１のダイ
オード２５と第１のコンデンサ３０との接続点
を、積分回路の出力として、抵抗器４１を介して
第２の演算増幅器４４の入力端子に接続してもほ
ぼ同様の回路動作が行われることは明らかであ
る。
また、上記実施例では可変利得増幅器として、
増幅器１３とフオトセル１２とを用いたものを例
としたが、これはFETを用いたものその他何で
も良い。また、上記実施例では、検波回路もダイ
オード１個のものを例としたが、両波整流回路そ
の他何でも良いのはもちろんである。
増幅器１３とフオトセル１２とを用いたものを例
としたが、これはFETを用いたものその他何で
も良い。また、上記実施例では、検波回路もダイ
オード１個のものを例としたが、両波整流回路そ
の他何でも良いのはもちろんである。
また、上記実施例では、積分回路の出力電圧が
第２の基準電圧をこえた時に制御動作を開始させ
る回路として、演算増幅器４４およびトランジス
タ４５を組合せた回路を例としたが、この回路は
可変利得増幅器の制御素子の特性をも考慮して設
計されるべきであり、同等の機能を有するものな
ら何でも良い。
第２の基準電圧をこえた時に制御動作を開始させ
る回路として、演算増幅器４４およびトランジス
タ４５を組合せた回路を例としたが、この回路は
可変利得増幅器の制御素子の特性をも考慮して設
計されるべきであり、同等の機能を有するものな
ら何でも良い。
また、上記実施例では、検波出力電圧を負極性
としたが、正極性の場合には、回路の他部分の極
性を適切に反転することにより、同一動作が可能
なことは当然である。
としたが、正極性の場合には、回路の他部分の極
性を適切に反転することにより、同一動作が可能
なことは当然である。
以上説明したように、本発明によれば、第１の
コンデンサわ小容量のもので済ますことが可能
な、小形化に適した、温度変動の小さい自動レベ
ル制御回路が得られる。更に、本発明によれば、
積分回路に第２のコンデンサを含ませることによ
り、動作を安定にした自動レベル制御回路が得ら
れる。
コンデンサわ小容量のもので済ますことが可能
な、小形化に適した、温度変動の小さい自動レベ
ル制御回路が得られる。更に、本発明によれば、
積分回路に第２のコンデンサを含ませることによ
り、動作を安定にした自動レベル制御回路が得ら
れる。
第１図は従来の自動レベル制御回路を示す回路
図、第２図及び第３図はそれぞれ本発明の実施例
を示す回路図である。 １は入力端子、２は出力端子、１１，２１，２
２，２８，２９，４１，４２，４８，４９は抵抗
器、１２はフオトセル、１３は増幅器、１５，３
０，３１，４７はコンデンサ、１４，２５，２
６，２７，４６はダイオード、２３，４３は可変
抵抗器、２４，４４は演算増幅器、２３，４５は
トランジスタ。
図、第２図及び第３図はそれぞれ本発明の実施例
を示す回路図である。 １は入力端子、２は出力端子、１１，２１，２
２，２８，２９，４１，４２，４８，４９は抵抗
器、１２はフオトセル、１３は増幅器、１５，３
０，３１，４７はコンデンサ、１４，２５，２
６，２７，４６はダイオード、２３，４３は可変
抵抗器、２４，４４は演算増幅器、２３，４５は
トランジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号を受け、レベル制御された信号を出
力する可変利得増幅器と、該可変利得増幅器の出
力信号を受ける検波回路と、演算増幅器および第
１のコンデンサを含む積分回路とを備え、前記検
波回路の出力直流電圧を、第１の抵抗器を介し
て、前記演算増幅器の反転入力端子に加え、また
第１の基準電圧を、第２の抵抗器を介して、前記
反転入力端子に加え、また前記演算増幅器の出力
端子に第１のダイオードの一端を接続し、該第１
のダイオードの他端に前記第１のコンデンサの一
端を接続し、該第１のコンデンサの他端と前記反
転入力端子との間に第２のダイオードを接続し、
かつ該第１のコンデンサに並列に、トランジスタ
のエミツタおよびコレクタを接続し、該トランジ
スタのベースを前記演算増幅器の出力端子に接続
し、更に、前記積分回路の出力電圧が、第２の基
準電圧を越えた場合にのみ、前記可変利得増幅器
の利得を減少させる回路を備えていることを特徴
とする自動レベル制御回路。 ２ 積分回路は、演算増幅器の出力端子および反
転入力端子間に接続された第２のコンデンサをも
含むものである特許請求の範囲第１項記載の自動
レベル制御回路。 ３ 積分回路の出力電圧を演算増幅器の出力端子
から得るようにした特許請求の範囲第１項又は第
２項記載の自動レベル制御回路。 ４ 積分回路の出力電圧を第１のコンデンサと第
１のダイオードとの接続点から得るようにした特
許請求の範囲第１項又は第２項記載の自動レベル
制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4919784A JPS60194604A (ja) | 1984-03-16 | 1984-03-16 | 自動レベル制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4919784A JPS60194604A (ja) | 1984-03-16 | 1984-03-16 | 自動レベル制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60194604A JPS60194604A (ja) | 1985-10-03 |
| JPH0254967B2 true JPH0254967B2 (ja) | 1990-11-26 |
Family
ID=12824275
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4919784A Granted JPS60194604A (ja) | 1984-03-16 | 1984-03-16 | 自動レベル制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60194604A (ja) |
-
1984
- 1984-03-16 JP JP4919784A patent/JPS60194604A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60194604A (ja) | 1985-10-03 |
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