JPH0259655B2 - - Google Patents
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- JPH0259655B2 JPH0259655B2 JP58033926A JP3392683A JPH0259655B2 JP H0259655 B2 JPH0259655 B2 JP H0259655B2 JP 58033926 A JP58033926 A JP 58033926A JP 3392683 A JP3392683 A JP 3392683A JP H0259655 B2 JPH0259655 B2 JP H0259655B2
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- effect transistor
- transistor
- gate field
- double gate
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
- H03D9/06—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
- H03D9/0658—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of semiconductor devices having more than two electrodes
- H03D9/0675—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of semiconductor devices having more than two electrodes using field effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
- H03F3/1935—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices with junction-FET devices
-
- H—ELECTRICITY
- H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10D—INORGANIC ELECTRIC SEMICONDUCTOR DEVICES
- H10D30/00—Field-effect transistors [FET]
- H10D30/80—FETs having rectifying junction gate electrodes
- H10D30/87—FETs having Schottky gate electrodes, e.g. metal-semiconductor FETs [MESFET]
- H10D30/873—FETs having Schottky gate electrodes, e.g. metal-semiconductor FETs [MESFET] having multiple gate electrodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0007—Dual gate field effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
- H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors
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- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔従来技術・産業上の利用分野〕
本発明は、受信信号と局部発振器から供給され
る信号とを混合し、所定の周波数帯域を阻止する
半導体装置であつて、該半導体装置が二重ゲート
電界効果トランジスタを具えており、この二重ゲ
ート電界効果トランジスタはその２つのトランジ
スタ半部間の中間のオーム抵抗性の島を有してお
り、前記の二重ゲート電界効果トランジスタのソ
ース電極は接地されており、前記の二重ゲート電
界効果トランジスタの第１のゲートに前記の受信
信号が供給されるようになつており、前記の二重
ゲート電界効果トランジスタの第１或いは第２の
ゲートに局部発振器から生じる前記の信号が供給
されるようになつており、前記の二重ゲート電界
効果トランジスタのドレイン電極に結果信号を再
生するようにした半導体装置に関するものであ
る。
る信号とを混合し、所定の周波数帯域を阻止する
半導体装置であつて、該半導体装置が二重ゲート
電界効果トランジスタを具えており、この二重ゲ
ート電界効果トランジスタはその２つのトランジ
スタ半部間の中間のオーム抵抗性の島を有してお
り、前記の二重ゲート電界効果トランジスタのソ
ース電極は接地されており、前記の二重ゲート電
界効果トランジスタの第１のゲートに前記の受信
信号が供給されるようになつており、前記の二重
ゲート電界効果トランジスタの第１或いは第２の
ゲートに局部発振器から生じる前記の信号が供給
されるようになつており、前記の二重ゲート電界
効果トランジスタのドレイン電極に結果信号を再
生するようにした半導体装置に関するものであ
る。
本発明は半導体素子の分野に関するものであ
り、特に超高周波サテライト電気通信の分野に上
述した半導体素子を適用することに関するもので
ある。
り、特に超高周波サテライト電気通信の分野に上
述した半導体素子を適用することに関するもので
ある。
中間のオーム抵抗性の島を有する二重ゲート電
界効果トランジスタは既知であり、特に米国特許
第4048646号明細書に記載されている。
界効果トランジスタは既知であり、特に米国特許
第4048646号明細書に記載されている。
雑音レベルを減少させる為に、２つのFETト
ランジスタのアセンブリの共通および中間電極を
外部的に縦続接続することは、文献“I.E.E.E.
Journal of Solid State Circuits”，Vol.SC−
４，June1969の第170〜172頁の章
“Improvement in the tetrode FET noise
figure by neutralization and tuning”から既
知である。
ランジスタのアセンブリの共通および中間電極を
外部的に縦続接続することは、文献“I.E.E.E.
Journal of Solid State Circuits”，Vol.SC−
４，June1969の第170〜172頁の章
“Improvement in the tetrode FET noise
figure by neutralization and tuning”から既
知である。
このような縦続接続された２つのFETトラン
ジスタのアセンブリは例えば、米国特許第
3986060号明細書に記載されている。特にこの米
国特許明細書の第９図には、共通および中間電極
が共振LC回路を経て接地された装置が開示され
ている。
ジスタのアセンブリは例えば、米国特許第
3986060号明細書に記載されている。特にこの米
国特許明細書の第９図には、共通および中間電極
が共振LC回路を経て接地された装置が開示され
ている。
また、二重ゲートトランジスタは単一ゲートの
FETを２つの縦続接続したものに等価であると
いうことを例えば文献“I.E.E.E. Transactions
（Microwave theory and techniques）”，Vol.
MTT23，No.６，June1975の章“Performance
of dual−gate CaAs MESFET′s as gain−
controlled low−noise amplifier and high−
speed modulators”から知られている。
FETを２つの縦続接続したものに等価であると
いうことを例えば文献“I.E.E.E. Transactions
（Microwave theory and techniques）”，Vol.
MTT23，No.６，June1975の章“Performance
of dual−gate CaAs MESFET′s as gain−
controlled low−noise amplifier and high−
speed modulators”から知られている。
しかし、前記の米国特許第3986060号明細書の
第９図に開示されている種類の回路は増幅器に用
いる場合に限定されており、ミクサには言及して
いない。
第９図に開示されている種類の回路は増幅器に用
いる場合に限定されており、ミクサには言及して
いない。
二重ゲート電界効果トランジスタを種々の装
置、例えばミクサ、変調器、電力リミツタ、周波
数逓倍器、自励発振ミクサ等として用いることは
既知であるが、本発明は、この既知の装置を誘導
性および容量性の素子と組合せて用い、所定の周
波数帯域を阻止するのに適した新規なミクサ−増
幅器に関するものである。
置、例えばミクサ、変調器、電力リミツタ、周波
数逓倍器、自励発振ミクサ等として用いることは
既知であるが、本発明は、この既知の装置を誘導
性および容量性の素子と組合せて用い、所定の周
波数帯域を阻止するのに適した新規なミクサ−増
幅器に関するものである。
局部素子により帯域を阻止する受動フイルタを
用いることは既知であり、例えば文献
“MICROWAVES”，October1981の第103〜106
頁の章“Monolithic low−noise amplifiers”に
記載されている。このようなフイルタの場合、帯
域阻止の程度を約25〜30dBとした際に信号の周
波数で２〜3dB程度の損失が生じるという欠点が
ある。
用いることは既知であり、例えば文献
“MICROWAVES”，October1981の第103〜106
頁の章“Monolithic low−noise amplifiers”に
記載されている。このようなフイルタの場合、帯
域阻止の程度を約25〜30dBとした際に信号の周
波数で２〜3dB程度の損失が生じるという欠点が
ある。
数個の二重ゲートトランジスタを有する比較的
複雑なアセンプリを用いることも既知であり、例
えば文献“International Microwave
Symposium Digest”（1978）の第300〜302頁の
章“An Ｘ−band dual−gate MESFET Image
rejection mixer”に記載されている。
複雑なアセンプリを用いることも既知であり、例
えば文献“International Microwave
Symposium Digest”（1978）の第300〜302頁の
章“An Ｘ−band dual−gate MESFET Image
rejection mixer”に記載されている。
本発明の目的は、簡単で集積化可能な技術で損
失なく周波数帯域を阻止しうるようにすることに
ある。
失なく周波数帯域を阻止しうるようにすることに
ある。
本発明は、受信信号と局部発振器から供給され
る信号とを混合し、この混合処理の結果の信号を
増幅し、所定の周波数帯域を阻止する半導体装置
であつて、該半導体装置が二重ゲート電界効果ト
ランジスタを具えており、この二重ゲート電界効
果トランジスタはその２つのトランジスタ半部間
の中間のオーム抵抗性の島を有しており、前記の
二重ゲート電界効果トランジスタのソース電極は
接地されており、前記の二重ゲート電界効果トラ
ンジスタの第１のゲートに前記の受信信号が供給
されるようになつており、前記の二重ゲート電界
効果トランジスタの第１或いは第２のゲートに局
部発振器から生じる前記の信号が供給されるよう
になつており、前記の二重ゲート電界効果トラン
ジスタのドレイン電極に結果信号を再生するよう
にした半導体装置において、前記の半導体装置が
更にインダクタとコンデンサとの直列回路を有す
る型の共振回路を具え、該共振回路をその一端を
経て前記のオーム抵抗性の島に接続するとともに
他端を経て接地し、前記のソース電極から前記の
オーム抵抗性の島まで延在する前記の二重ゲート
電界効果トランジスタの第１の部分が飽和状態に
なるとともに前記のオーム抵抗性の島から前記の
ドレイン電極まで延在する前記の二重ゲート電界
効果トランジスタの第２の部分が不飽和状態とな
るように前記の二重ゲート電界効果トランジスタ
の各電極にバイアス電圧が印加されるようにした
ことを特徴とする。
る信号とを混合し、この混合処理の結果の信号を
増幅し、所定の周波数帯域を阻止する半導体装置
であつて、該半導体装置が二重ゲート電界効果ト
ランジスタを具えており、この二重ゲート電界効
果トランジスタはその２つのトランジスタ半部間
の中間のオーム抵抗性の島を有しており、前記の
二重ゲート電界効果トランジスタのソース電極は
接地されており、前記の二重ゲート電界効果トラ
ンジスタの第１のゲートに前記の受信信号が供給
されるようになつており、前記の二重ゲート電界
効果トランジスタの第１或いは第２のゲートに局
部発振器から生じる前記の信号が供給されるよう
になつており、前記の二重ゲート電界効果トラン
ジスタのドレイン電極に結果信号を再生するよう
にした半導体装置において、前記の半導体装置が
更にインダクタとコンデンサとの直列回路を有す
る型の共振回路を具え、該共振回路をその一端を
経て前記のオーム抵抗性の島に接続するとともに
他端を経て接地し、前記のソース電極から前記の
オーム抵抗性の島まで延在する前記の二重ゲート
電界効果トランジスタの第１の部分が飽和状態に
なるとともに前記のオーム抵抗性の島から前記の
ドレイン電極まで延在する前記の二重ゲート電界
効果トランジスタの第２の部分が不飽和状態とな
るように前記の二重ゲート電界効果トランジスタ
の各電極にバイアス電圧が印加されるようにした
ことを特徴とする。
本発明によれば、二重ゲートトランジスタの第
１の部分（後の図面に関する説明でFET１とし
て示されている）が前置増幅器として作用し、二
重ゲート電界効果トランジスタの第２の部分（後
の図面に関する説明でFET２として示されてい
る）がミクサとして作用するように半導体装置が
バイアスされる。従つて、オーム抵抗性の島に接
続されたLC型の共振回路より成るフイルタはミ
クサの前に配置され、従つてその前の素子に対す
る寄生周波数の不所望な反射を阻止し、且つこれ
らの素子から生じる雑音を減少せしめる。
１の部分（後の図面に関する説明でFET１とし
て示されている）が前置増幅器として作用し、二
重ゲート電界効果トランジスタの第２の部分（後
の図面に関する説明でFET２として示されてい
る）がミクサとして作用するように半導体装置が
バイアスされる。従つて、オーム抵抗性の島に接
続されたLC型の共振回路より成るフイルタはミ
クサの前に配置され、従つてその前の素子に対す
る寄生周波数の不所望な反射を阻止し、且つこれ
らの素子から生じる雑音を減少せしめる。
以下図面につき説明する。
第１図のブロツク線図は、例えばサテライトか
ら送信され地上で実際に約1mの直径を有するパ
ラボラ反射器より成るアンテナ１によつて受信さ
れた信号を周波数変換する為の受信ヘツド端を示
す。この受信ヘツド端はアンテナ１の焦点に配置
されるものであり、帯域通過フイルタ２と、前置
増幅器（例えば12GHz）３と、影像周波数でアン
テナから生じる雑音を抑圧する為および混合装置
内で生じる影像周波数で信号を抑圧する為の帯域
阻止フイルタ４とを有している。受信ヘツド端は
また帯域阻止フイルタ４に接続されたミクサ５を
有し、このミクサ５の入力端子には局部発振器６
から生じる例えば11GHzの周波数f0のパイロツト
信号が供給される。この局部発振器６は温度安定
化した電界効果トランジスタおよび例えば誘電体
共振器（図示せず）を有するようにすることがで
きる。受信ヘツド端は最後に、ミクサ５の出力端
子に接続された例えば1GHzの中間周波数IFを有
する中間周波増幅器７を有する。
ら送信され地上で実際に約1mの直径を有するパ
ラボラ反射器より成るアンテナ１によつて受信さ
れた信号を周波数変換する為の受信ヘツド端を示
す。この受信ヘツド端はアンテナ１の焦点に配置
されるものであり、帯域通過フイルタ２と、前置
増幅器（例えば12GHz）３と、影像周波数でアン
テナから生じる雑音を抑圧する為および混合装置
内で生じる影像周波数で信号を抑圧する為の帯域
阻止フイルタ４とを有している。受信ヘツド端は
また帯域阻止フイルタ４に接続されたミクサ５を
有し、このミクサ５の入力端子には局部発振器６
から生じる例えば11GHzの周波数f0のパイロツト
信号が供給される。この局部発振器６は温度安定
化した電界効果トランジスタおよび例えば誘電体
共振器（図示せず）を有するようにすることがで
きる。受信ヘツド端は最後に、ミクサ５の出力端
子に接続された例えば1GHzの中間周波数IFを有
する中間周波増幅器７を有する。
上記において極めて一般的に説明した受信ヘツ
ド端の種々の点に現われる周波数を第２図に示
す。ほぼ11.7および12.5GHz間にある周波数帯域
は代表的にサテライトによるテレデイストリビユ
ーシヨンシステムに対して用いられている。この
周波数の選択はサテライトに積んでいる電力を節
約する必要性、すなわち好ましくは電波の窓内
で、従つて約0.5および50GHz間で放出をする必
要性によつて決められ、周波数帯域の正確な帰属
は国際組織CCIRによりUITに応じて決められて
いる。
ド端の種々の点に現われる周波数を第２図に示
す。ほぼ11.7および12.5GHz間にある周波数帯域
は代表的にサテライトによるテレデイストリビユ
ーシヨンシステムに対して用いられている。この
周波数の選択はサテライトに積んでいる電力を節
約する必要性、すなわち好ましくは電波の窓内
で、従つて約0.5および50GHz間で放出をする必
要性によつて決められ、周波数帯域の正確な帰属
は国際組織CCIRによりUITに応じて決められて
いる。
この周波数帯域内でサテライトから送信される
信号は地上で各別の或いは共通のアンテナで受信
され、数段階でより一層低い周波数の信号に変換
され、標準のテレビジヨン受像機によつて処理し
うるようになる。最初の周波数変換により後に詳
細に説明するように1GHzの中間周波数を得、こ
れに続く他の周波数変換（図示せず）により、周
波数復調が行なわれる約130MHzの周波数を得る。
その後、復調された信号により搬送周波数を振幅
変調し、この信号が標準のテレビジヨン受像機
（図示せず）に供給される。
信号は地上で各別の或いは共通のアンテナで受信
され、数段階でより一層低い周波数の信号に変換
され、標準のテレビジヨン受像機によつて処理し
うるようになる。最初の周波数変換により後に詳
細に説明するように1GHzの中間周波数を得、こ
れに続く他の周波数変換（図示せず）により、周
波数復調が行なわれる約130MHzの周波数を得る。
その後、復調された信号により搬送周波数を振幅
変調し、この信号が標準のテレビジヨン受像機
（図示せず）に供給される。
第２図において、局部発振器の周波数（0
10.9GHz）を垂直線で示し、ミクサ５において前
記の局部発振器の周波数と受信したサテライト信
号との混合によつて生じる中間周波信号帯域をほ
ぼ0.8および1.6GHz間にある帯域で示す。第２図
に密な横線で示す寄生周波数帯域（影像帯域）は
この数値例では9.3および10.1GHz間にあり、局部
発振器の周波数の高調波（この場合2021.8G
Hz）と受信周波数帯域（11.7〜12.5GHz）の高調
波との間の混合処理から生じる。この寄生周波数
帯域は極めて不所望なものである。その理由は、
ミクサ内で生じる寄生周波数帯域が混合段よりも
前の素子に向かうと、この寄生周波数帯域により
これらの素子の作動に悪影響を及ぼすおそれがあ
る為である。一方、アンテナにより受信され影像
周波数帯域内で前置増幅器によつて増幅された寄
生信号のすべておよび雑音も中間周波数帯域に変
換され、雑音指数を増大せしめ、受信を妨害す
る。従つて送信エネルギーの吸収或いは反射作動
する帯域阻止フイルタ（第１図に４で示す）を配
置する必要がある。反射作動の場合には、ミクサ
において影像周波数（20−f1）で生じるエネル
ギーも再生でき、これによりミクサの変換率を改
善する。 この帯域阻止フイルタ４の従来技術に
よる一例をマイクロストリツプ線路９内に形成し
た“スパー（spur）”８の形態のチヤネルとして
第３図に示す（一般に“スパーライン フイル
タ”と称されている）。このような超高周波帯域
阻止フイルタは文献“Microwaves，Optics and
Acoustics”，Vol.1，No.６（November1977）の章
“Design of microstrip spur−line band stop
filters”から既知である。この第３図によれば、
導電細条９にスパー（つめ）状のノツチ８、この
場合２つの対称的に対向するノツチが設けられて
おり、これらの各々は前記の導電細条の縁に対し
て直角な第１の直進溝と、細条の中央に位置し、
細条の縁に対し平行な第２の直進溝とを以つて構
成されている。前記のノツチにより絶縁された導
電細条の部分の長さは阻止周波数帯域の中心周波
数を決定し、通常ｌ＞3/4λに相当する。ここに
λは基板の誘電体材料における波長である。
10.9GHz）を垂直線で示し、ミクサ５において前
記の局部発振器の周波数と受信したサテライト信
号との混合によつて生じる中間周波信号帯域をほ
ぼ0.8および1.6GHz間にある帯域で示す。第２図
に密な横線で示す寄生周波数帯域（影像帯域）は
この数値例では9.3および10.1GHz間にあり、局部
発振器の周波数の高調波（この場合2021.8G
Hz）と受信周波数帯域（11.7〜12.5GHz）の高調
波との間の混合処理から生じる。この寄生周波数
帯域は極めて不所望なものである。その理由は、
ミクサ内で生じる寄生周波数帯域が混合段よりも
前の素子に向かうと、この寄生周波数帯域により
これらの素子の作動に悪影響を及ぼすおそれがあ
る為である。一方、アンテナにより受信され影像
周波数帯域内で前置増幅器によつて増幅された寄
生信号のすべておよび雑音も中間周波数帯域に変
換され、雑音指数を増大せしめ、受信を妨害す
る。従つて送信エネルギーの吸収或いは反射作動
する帯域阻止フイルタ（第１図に４で示す）を配
置する必要がある。反射作動の場合には、ミクサ
において影像周波数（20−f1）で生じるエネル
ギーも再生でき、これによりミクサの変換率を改
善する。 この帯域阻止フイルタ４の従来技術に
よる一例をマイクロストリツプ線路９内に形成し
た“スパー（spur）”８の形態のチヤネルとして
第３図に示す（一般に“スパーライン フイル
タ”と称されている）。このような超高周波帯域
阻止フイルタは文献“Microwaves，Optics and
Acoustics”，Vol.1，No.６（November1977）の章
“Design of microstrip spur−line band stop
filters”から既知である。この第３図によれば、
導電細条９にスパー（つめ）状のノツチ８、この
場合２つの対称的に対向するノツチが設けられて
おり、これらの各々は前記の導電細条の縁に対し
て直角な第１の直進溝と、細条の中央に位置し、
細条の縁に対し平行な第２の直進溝とを以つて構
成されている。前記のノツチにより絶縁された導
電細条の部分の長さは阻止周波数帯域の中心周波
数を決定し、通常ｌ＞3/4λに相当する。ここに
λは基板の誘電体材料における波長である。
上述したフイルタ以外に局部素子によつて造つ
た他の型のフイルタ（前記の文献
“MICROWAVES”，October1981を参照のこと）
を用いることができるのも、既知の構成の主たる
欠点は、これらフイルタが超高周波導電線路上に
直列に配置されており、従つて帯域阻止を約25〜
30dBの割合で満足に行なわしめた場合に、これ
らフイルタにより信号周波数（12GHz）で２〜
3dB程度の損失を生ぜしめるという事実によるも
のである。
た他の型のフイルタ（前記の文献
“MICROWAVES”，October1981を参照のこと）
を用いることができるのも、既知の構成の主たる
欠点は、これらフイルタが超高周波導電線路上に
直列に配置されており、従つて帯域阻止を約25〜
30dBの割合で満足に行なわしめた場合に、これ
らフイルタにより信号周波数（12GHz）で２〜
3dB程度の損失を生ぜしめるという事実によるも
のである。
第４図は周波数帯域を選択的に阻止する増幅器
−ミクサ回路の本発明による構成を示す。使用す
る素子は二重ゲート電界効果トランジスタであ
り、この二重ゲートトランジスタの２つのトラン
ジスタ半部間の中間にオーム抵抗の島が存在す
る。
−ミクサ回路の本発明による構成を示す。使用す
る素子は二重ゲート電界効果トランジスタであ
り、この二重ゲートトランジスタの２つのトラン
ジスタ半部間の中間にオーム抵抗の島が存在す
る。
この素子をミクサとして正しく使用する為にソ
ース電極Ｓを接地し、混合すべき信号をゲート電
極G1およびG2に供給し、混合された信号をドレ
イン電極Ｄで再生させる。この場合、本発明によ
ればインダクタおよびコンデンサを有する型の直
列共振回路LCの一端を前記の電界効果トランジ
スタのオーム抵抗性の島に接続し、他端を接地す
ることにより周波数阻止を得る。
ース電極Ｓを接地し、混合すべき信号をゲート電
極G1およびG2に供給し、混合された信号をドレ
イン電極Ｄで再生させる。この場合、本発明によ
ればインダクタおよびコンデンサを有する型の直
列共振回路LCの一端を前記の電界効果トランジ
スタのオーム抵抗性の島に接続し、他端を接地す
ることにより周波数阻止を得る。
しかしこの構成によれば、アンテナにより受信
した信号が第１ゲート電極G1に供給され、局部
発振器から生じる信号が一方或いは他方のゲート
電極G1或いはG2に供給されると、前記のトラン
ジスタの第１部分FET１において常規の作動状
態の下で混合が行行なわれる。この場合には、上
した構成は適していない。その理由はフイルタが
ミクサの前ではなく後に位置している為である。
した信号が第１ゲート電極G1に供給され、局部
発振器から生じる信号が一方或いは他方のゲート
電極G1或いはG2に供給されると、前記のトラン
ジスタの第１部分FET１において常規の作動状
態の下で混合が行行なわれる。この場合には、上
した構成は適していない。その理由はフイルタが
ミクサの前ではなく後に位置している為である。
適正な構成のものを得る為には、フイルタをミ
クサよりも前に位置させる必要がある。すなわ
ち、この場合には前記のトランジスタの第２部分
FET２内で混合が行なわれる。
クサよりも前に位置させる必要がある。すなわ
ち、この場合には前記のトランジスタの第２部分
FET２内で混合が行なわれる。
本発明の手段によれば、第５図に示す二重ゲー
トトランジスタの二次元特性曲線の解析から明ら
かなようにしてこのトランジスタをバイアスする
ことによりこのような作動を得る。この解析は文
献“MICROWAVES”（July1981），の第71〜73
頁の章“DC Characteristics aid dual gate
FET analysis”にも記載されている。この場合、
二重ゲートトランジスタのバイアス電圧は、この
二重ゲートトランジスタの第１トランジスタ半部
FET１に対して斜線を付した領域Ｈ内にあり、
この部分FET１が線形飽和状態となり、また第
２トランジスタ半部FET２に対して不飽和領域
内にあり、この部分FET２が不飽和（非線形）
状態となるように選択する。
トトランジスタの二次元特性曲線の解析から明ら
かなようにしてこのトランジスタをバイアスする
ことによりこのような作動を得る。この解析は文
献“MICROWAVES”（July1981），の第71〜73
頁の章“DC Characteristics aid dual gate
FET analysis”にも記載されている。この場合、
二重ゲートトランジスタのバイアス電圧は、この
二重ゲートトランジスタの第１トランジスタ半部
FET１に対して斜線を付した領域Ｈ内にあり、
この部分FET１が線形飽和状態となり、また第
２トランジスタ半部FET２に対して不飽和領域
内にあり、この部分FET２が不飽和（非線形）
状態となるように選択する。
本発明により特に設計した砒化ガリウムGaAs
の組成を有する二重ゲートトランジスタであり、
ゲートG1の幅をW11μmとし、ゲートG2の幅を
W21μmとし、ドレインおよびソース間の幅を
Ｗ６〜8μmとした特性を有する二重ゲートトラ
ンジスタの場合、バイアスを VDS４ボルト ０ボルト＞VG1S＞−1.5ボルト 2.5ボルト＜VG2S＜3.5ボルト にすることにより、斜線領域Ｈ内の作動状態が簡
単に得られ、ドレイン電流は20〜50mAの値にな
つた。すなわち、上記の電圧の値に対し、二重ゲ
ートトランジスタの第１トランジスタ半部FET
１はその実線で示す第５図の電圧−電流特性曲線
から明らかなように線形動作範囲にあり、第２ト
ランジスタ半部FET２は破線で示す第５図の電
圧−電流特性曲線から明らかなように非線形動作
範囲にある。従つて、第１トランジスタ半部はこ
のゲートG1を経て供給される１つあるいは複数
の信号を線形的に増幅し、第２トランジスタ半部
は第１トランジスタ半部の出力信号とゲートG2
に供給される信号とを或いは第１トランジスタ半
部の複数の出力信号を非線形的に増幅し、第１ト
ランジスタ半部は線形増幅器として機能し、第２
トランジスタ半部は非線形増幅器、すなわち混合
積を生じるミクサとして機能する。なお、この第
５図において横軸は、第１トランジスタ半部
FET１と第２トランジスタ半部FET２との間の
中間のオーム抵抗性の島であつてFET１のドレ
インとして機能する電極D1と、二重ゲートトラ
ンジスタのソース電極Ｓとの間の電圧VD1Sを示
し、縦軸は二重ゲートトランジスタのドレイン電
流IDを示し、この第５図には電圧VG1S＝VG2D1を
０，−0.5，−１，−1.5，−２，−2.5および−３ボル
トにした際の第１および第２トランジスタ半部の
電圧−電流特性曲線を示してあり、動作点はこれ
ら特性曲線と、電圧VG2S＝−３，−２，−１，０，
１，２及び３ボルトにして示す傾斜曲線との交点
となる。例えば、VG2S＝１ボルトとし、VG2D1（＝
VD1S）＝−１ボルトとした際、 VG2S＝VG2D1＋VD1S より、VD1S＝２ボルトが得られその際の二重ゲー
トトランジスタのドレイン電流は約32mAとな
る。
の組成を有する二重ゲートトランジスタであり、
ゲートG1の幅をW11μmとし、ゲートG2の幅を
W21μmとし、ドレインおよびソース間の幅を
Ｗ６〜8μmとした特性を有する二重ゲートトラ
ンジスタの場合、バイアスを VDS４ボルト ０ボルト＞VG1S＞−1.5ボルト 2.5ボルト＜VG2S＜3.5ボルト にすることにより、斜線領域Ｈ内の作動状態が簡
単に得られ、ドレイン電流は20〜50mAの値にな
つた。すなわち、上記の電圧の値に対し、二重ゲ
ートトランジスタの第１トランジスタ半部FET
１はその実線で示す第５図の電圧−電流特性曲線
から明らかなように線形動作範囲にあり、第２ト
ランジスタ半部FET２は破線で示す第５図の電
圧−電流特性曲線から明らかなように非線形動作
範囲にある。従つて、第１トランジスタ半部はこ
のゲートG1を経て供給される１つあるいは複数
の信号を線形的に増幅し、第２トランジスタ半部
は第１トランジスタ半部の出力信号とゲートG2
に供給される信号とを或いは第１トランジスタ半
部の複数の出力信号を非線形的に増幅し、第１ト
ランジスタ半部は線形増幅器として機能し、第２
トランジスタ半部は非線形増幅器、すなわち混合
積を生じるミクサとして機能する。なお、この第
５図において横軸は、第１トランジスタ半部
FET１と第２トランジスタ半部FET２との間の
中間のオーム抵抗性の島であつてFET１のドレ
インとして機能する電極D1と、二重ゲートトラ
ンジスタのソース電極Ｓとの間の電圧VD1Sを示
し、縦軸は二重ゲートトランジスタのドレイン電
流IDを示し、この第５図には電圧VG1S＝VG2D1を
０，−0.5，−１，−1.5，−２，−2.5および−３ボル
トにした際の第１および第２トランジスタ半部の
電圧−電流特性曲線を示してあり、動作点はこれ
ら特性曲線と、電圧VG2S＝−３，−２，−１，０，
１，２及び３ボルトにして示す傾斜曲線との交点
となる。例えば、VG2S＝１ボルトとし、VG2D1（＝
VD1S）＝−１ボルトとした際、 VG2S＝VG2D1＋VD1S より、VD1S＝２ボルトが得られその際の二重ゲー
トトランジスタのドレイン電流は約32mAとな
る。
このようにして、装置の作動が満足なものとな
り、周波数帯域の選択的な阻止程度は30dBを越
えるものとなる。阻止周波数帯域の幅はＱの大き
な同軸中間周波（1GHz）同調部材を用いること
により100MHzの値に減少する。
り、周波数帯域の選択的な阻止程度は30dBを越
えるものとなる。阻止周波数帯域の幅はＱの大き
な同軸中間周波（1GHz）同調部材を用いること
により100MHzの値に減少する。
第６図は上述した新規な装置により得られた作
動特性を示す。実線で示す第１の曲線は信号周波
数得られた結果を表わし、12.2〜12.3GHzの周波
数を横軸に、３および6dB間の増幅度を縦軸にプ
ロツトした。破線で示す第２の曲線は影像周波数
で得られた結果を示し、9.3〜9.4GHz間の周波数
を横軸に、−25および−35dB間の減衰度を縦軸に
プロツトした。
動特性を示す。実線で示す第１の曲線は信号周波
数得られた結果を表わし、12.2〜12.3GHzの周波
数を横軸に、３および6dB間の増幅度を縦軸にプ
ロツトした。破線で示す第２の曲線は影像周波数
で得られた結果を示し、9.3〜9.4GHz間の周波数
を横軸に、−25および−35dB間の減衰度を縦軸に
プロツトした。
第７図は本発明による新規な装置の集積化形態
を示す平面図である。能動素子は気相からのエピ
タキシアル成長および既知のセルフアライメント
技術による腐食により得たメサ型部に形成する。
受動素子、すなわちインダクタおよびコンデンサ
は例えば２つの各別の部分に分割しうる噛合構造
体を以つて構成し、これらの値L1，C1およびL2，
C2を互いにわずかに異ならせることにより阻止
周波数帯域を広くする。
を示す平面図である。能動素子は気相からのエピ
タキシアル成長および既知のセルフアライメント
技術による腐食により得たメサ型部に形成する。
受動素子、すなわちインダクタおよびコンデンサ
は例えば２つの各別の部分に分割しうる噛合構造
体を以つて構成し、これらの値L1，C1およびL2，
C2を互いにわずかに異ならせることにより阻止
周波数帯域を広くする。
これらの素子は、セルフアライメント法の工程
で蛇行路に沿つて形成した金属層の延長部や追加
の金属堆積体（インダクタ）と、ブリツジ構造に
応じて堆積した絶縁性の誘電体層（コンデンサ）
とを以つて集積化半導体装置の表面上に得ること
もできる。
で蛇行路に沿つて形成した金属層の延長部や追加
の金属堆積体（インダクタ）と、ブリツジ構造に
応じて堆積した絶縁性の誘電体層（コンデンサ）
とを以つて集積化半導体装置の表面上に得ること
もできる。
本発明は上述した例のみに限定されず、幾多の
変更を加えうること勿論である。
変更を加えうること勿論である。
第１図はサテライトからのテレビジヨン放送信
号を受信する受信ヘツド端を示すブロツク線図、
第２図は第１図の受信ヘツド端における信号の周
波数帯域を示す線図、第３図は従来技術による帯
域阻止フイルタの一例を示す説明図、第４図は周
波数帯域を選択的に阻止する本発明による増幅器
−ミクサ回路を示す線図、第５図は第４図に示す
回路の特性を示す線図、第６図は第４図に示す新
規な増幅器−ミクサ回路によつて得られる作動特
性を示す線図、第７図は第４図に示す回路を集積
化形態で示す平面図である。 １……アンテナ、２……帯域通過フイルタ、３
……前置増幅器、４……帯域阻止フイルタ、５…
…ミクサ、６……局部発振器、７……中間周波増
幅器、８……スパー状ノツチ、９……導電細条。
号を受信する受信ヘツド端を示すブロツク線図、
第２図は第１図の受信ヘツド端における信号の周
波数帯域を示す線図、第３図は従来技術による帯
域阻止フイルタの一例を示す説明図、第４図は周
波数帯域を選択的に阻止する本発明による増幅器
−ミクサ回路を示す線図、第５図は第４図に示す
回路の特性を示す線図、第６図は第４図に示す新
規な増幅器−ミクサ回路によつて得られる作動特
性を示す線図、第７図は第４図に示す回路を集積
化形態で示す平面図である。 １……アンテナ、２……帯域通過フイルタ、３
……前置増幅器、４……帯域阻止フイルタ、５…
…ミクサ、６……局部発振器、７……中間周波増
幅器、８……スパー状ノツチ、９……導電細条。
Claims (1)
- １ 受信信号と局部発振器から供給される信号と
を混合し、所定の周波数帯域を阻止する半導体装
置であつて、該半導体装置が二重ゲート電界効果
トランジスタを具えており、この二重ゲート電界
効果トランジスタはその２つのトランジスタ半部
間の中間のオーム抵抗性の島を有しており、前記
の二重ゲート電界効果トランジスタのソース電極
Ｓは接地されており、前記の二重ゲート電界効果
トランジスタの第１のゲートG1に前記の受信信
号が供給されるようになつており、前記の二重ゲ
ート電界効果トランジスタの第１或いは第２のゲ
ートG1或いはG2に局部発振器から生じる前記の
信号が供給されるようになつており、前記の二重
ゲート電界効果トランジスタのドレイン電極Ｄに
結果信号を再生するようにした半導体装置におい
て、前記の半導体装置が更にインダクタとコンデ
ンサとの直列回路を有する型の共振回路を具え、
該共振回路をその一端を経て前記のオーム抵抗性
の島に接続するとともに他端を経て接地し、前記
のソース電極から前記のオーム抵抗性の島まで延
在する前記の二重ゲート電界効果トランジスタの
第１の部分が飽和状態になるとともに前記のオー
ム抵抗性の島から前記のドレイン電極まで延在す
る前記の二重ゲート電界効果トランジスタの第２
の部分が不飽和状態となるように前記の二重ゲー
ト電界効果トランジスタの各電極にバイアス電圧
が印加されるようにしたことを特徴とする半導体
装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8203510A FR2522902A1 (fr) | 1982-03-03 | 1982-03-03 | Utilisation d'un transistor a effet de champ, du type a double-grille et ile ohmique intercalee, en vue de la rejection d'une bande de frequences |
| FR8203510 | 1982-03-03 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58164328A JPS58164328A (ja) | 1983-09-29 |
| JPH0259655B2 true JPH0259655B2 (ja) | 1990-12-13 |
Family
ID=9271538
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58033926A Granted JPS58164328A (ja) | 1982-03-03 | 1983-03-03 | 半導体装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4841169A (ja) |
| EP (1) | EP0087841B1 (ja) |
| JP (1) | JPS58164328A (ja) |
| AU (1) | AU553965B2 (ja) |
| CA (1) | CA1210524A (ja) |
| DE (1) | DE3363574D1 (ja) |
| FR (1) | FR2522902A1 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0740648B2 (ja) * | 1985-03-12 | 1995-05-01 | 富士通株式会社 | 周波数変換回路 |
| FR2612018B1 (fr) * | 1987-03-06 | 1989-05-26 | Labo Electronique Physique | Melangeur hyperfrequences |
| US5039891A (en) * | 1989-12-20 | 1991-08-13 | Hughes Aircraft Company | Planar broadband FET balun |
| DE69125157T2 (de) * | 1991-07-18 | 1997-06-19 | Texas Instruments Deutschland | Schaltungsanordnung zur Antennenankopplung |
| JP3148010B2 (ja) * | 1992-09-11 | 2001-03-19 | 住友電気工業株式会社 | ミキサ回路 |
| US5602501A (en) * | 1992-09-03 | 1997-02-11 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Mixer circuit using a dual gate field effect transistor |
| US5661424A (en) * | 1993-01-27 | 1997-08-26 | Gte Laboratories Incorporated | Frequency hopping synthesizer using dual gate amplifiers |
| JPH0738337A (ja) * | 1993-07-20 | 1995-02-07 | Hitachi Ltd | 低歪カスケード回路 |
| US5767726A (en) * | 1996-10-21 | 1998-06-16 | Lucent Technologies Inc. | Four terminal RF mixer device |
| US5909894A (en) * | 1997-01-02 | 1999-06-08 | K-2 Corporation | Snowboard binding |
| JP3144477B2 (ja) * | 1997-09-01 | 2001-03-12 | 日本電気株式会社 | スイッチ回路及び半導体装置 |
| US7042960B2 (en) * | 2001-08-28 | 2006-05-09 | Northrop Grumman Corporation | Low order spur cancellation mixer topologies |
| US7876855B2 (en) * | 2001-08-28 | 2011-01-25 | Northrop Grumman Systems Corporation | Phase modulation power spreading used to reduce RF or microwave transmitter output power spur levels |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| BE392319A (ja) * | 1931-11-19 | |||
| GB1146671A (en) * | 1965-06-09 | 1969-03-26 | Mullard Ltd | Self-oscillating mixer circuits with automatic gain control |
| US3586887A (en) * | 1969-01-03 | 1971-06-22 | Univ Minnesota | Tetrode fet noise figure by neutralization and tuning |
| JPS50159236A (ja) * | 1974-06-11 | 1975-12-23 | ||
| GB1543363A (en) * | 1975-02-26 | 1979-04-04 | Nippon Electric Co | Dual-gate schottky barrier gate field effect transistors |
| US4334324A (en) * | 1980-10-31 | 1982-06-08 | Rca Corporation | Complementary symmetry FET frequency converter circuits |
| US4409557A (en) * | 1981-04-23 | 1983-10-11 | Rca Corporation | Bandpass filter with an active element |
-
1982
- 1982-03-03 FR FR8203510A patent/FR2522902A1/fr active Granted
-
1983
- 1983-02-23 DE DE8383200268T patent/DE3363574D1/de not_active Expired
- 1983-02-23 EP EP83200268A patent/EP0087841B1/fr not_active Expired
- 1983-03-01 AU AU11931/83A patent/AU553965B2/en not_active Ceased
- 1983-03-03 JP JP58033926A patent/JPS58164328A/ja active Granted
- 1983-03-03 CA CA000422772A patent/CA1210524A/en not_active Expired
-
1986
- 1986-02-24 US US06/833,571 patent/US4841169A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU553965B2 (en) | 1986-07-31 |
| EP0087841B1 (fr) | 1986-05-21 |
| AU1193183A (en) | 1983-09-08 |
| CA1210524A (en) | 1986-08-26 |
| DE3363574D1 (en) | 1986-06-26 |
| EP0087841A1 (fr) | 1983-09-07 |
| FR2522902A1 (fr) | 1983-09-09 |
| FR2522902B1 (ja) | 1984-04-20 |
| US4841169A (en) | 1989-06-20 |
| JPS58164328A (ja) | 1983-09-29 |
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