JPH0259677B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、電話交換機又はPBXに接続される
加入者線路の例えばフツクオン、フツクオフ等の
回線状態の監視に好適な直流供給及び監視回路に
関するものである。

従来技術 加入者線路に於けるフツクオン、フツクオフを
監視するために、線路に直列に継電器を接続し、
線路に流れる電流変化によつて継電器を動作させ
る回路が知られているが、装置が大型になり、し
かも機械的接点を有するので信頼性に乏しい。こ
の種の欠点を解決するために、負荷両端の電圧に
基づいてフツクオン、フツクオフを検出する方式
がある。この検出方式の場合には、負荷電圧V_R
と負荷電流I_Rとが負荷抵抗Ｒの変化に応じて第１
図の実線で示すように変化し、且つ電源電圧が
V_CC2からV_CC1に変化すれば、負荷線が平行移動す
る。従つて、電源電圧V_CC2の負荷線に於いて加入
者線路が使用されていない時にはL₁点の電圧及
び電流状態となり、電源電圧がV_CC1に変化すれ
ば、L₂点の電圧及び電流状態となる。要するに、
負荷抵抗が同一であつても、負荷電圧及び検出電
圧がV₂からV₁に変化する。このため、電圧変化
が、電源電圧に基づく電圧変化か、フツクオン、
フツクオフに基づく電圧変化を区別して検出する
ことが困難になる。このような問題は電流の変化
によつて回線の使用状態と非使用状態とを区別す
る場合にも同様に生じる。

発明の目的 そこで、本発明の目的は、負荷が要求する電流
を確実に供給することができると共に、負荷抵抗
の変化を確実に監視することができる直流供給及
び監視回路を提供することにある。

発明の構成 上記目的を達成するための本発明は、実施例を
示す図面の符号を参照して説明すると、直流電源
電圧を供給するための一対の直流電源端子１，２
の間に接続された負荷６と、前記負荷６に直列に
接続された電流制御回路７と、前記負荷６の両端
の電圧を検出するための負荷電圧検出回路９と、
前記負荷電圧検出回路９の出力に応答して、前記
負荷６の電圧が低い領域においては前記負荷６に
定電流を供給するが、前記負荷６の電圧が高い領
域においては前記負荷６の電圧の増大に応じて前
記負荷６の電流が小さくなるように前記負荷６の
電流を制御するための制御信号を形成し、この制
御信号を前記電流制御回路７に与える制御信号形
成回路１５と、前記制御信号形成回路１５から得
られる前記制御信号に対応した第１の入力電圧と
前記直流電源電圧又はこれに対応した電圧から成
る第２の入力電圧とを比較し、前記第１の入力電
圧が前記第２の入力電圧よりも高いこと又は低い
ことに応答して出力電圧が第１のレベルから第２
のレベルに変化する電圧比較器と、を備えている
ことを特徴とする直流供給及び監視回路に係わる
ものである。

発明の作用効果 上記発明によれば、次の作用効果が得られる。

(イ) 負荷電流を制御するための制御信号と電源電
圧又はこれに対応した電圧とを比較して負荷を
監視するので、負荷の大小又は有無を電源電圧
の変動に拘わらずに正確に検出することが可能
になる。

(ロ) 負荷電流は負荷電圧が低い領域で一定になる
ように制御されるので、負荷が要求する電流を
確実に供給することができる。

(ハ) 比較器３５の入力として制御信号形成回路１
５の出力を与えるので、電流制御回路７におけ
る電流制御と比較器による負荷監視との対応性
が良くなる。

実施例 次に、第２図〜第５図を参照して本発明の実施
例に係わる電話加入者線路に対する給電回路及び
監視回路について述べる。

交換機内に於ける給電回路を示す第２図に於い
て、１は第１の電源端子であり、この実施例では
接地されている。２は第２の電源端子であり、こ
の実施例ではV_CC（−）の負の電圧を供給する端
子である。３は基準電圧端子であり、第１及び第
２の電源端子１，２のほぼ中間の基準電圧V_REF
（−）を供給する端子である。４及び５は第１及
び第２の負荷端子であり、単一の電話加入者線路
から成る負荷６が接続される端子である。

７及び８は電流制御回路であり、制御電圧に対
応した電流を負荷６に供給する電圧Ｖ−電流Ｉ変
換器である。なお、第１の電流制御回路７は第１
の電源端子１と負荷６との間に直列に接続され、
第２の電流制御回路８は第２の電源端子２と負荷
６との間に直列に接続されている。従つて、一対
の電流制御回路７，８は、差動型Ｖ−Ｉ変換回路
を構成する。

９は差動増幅器構成の負荷電圧検出回路であ
り、演算増幅器１０と、この演算増幅器１０の一
対の入力端子と一対の負荷端子４，５との間に
夫々接続された抵抗１１，１２と、演算増幅器１
０の非反転入力端子と第１の電源端子１との間に
接続された抵抗１３と、演算増幅器１０の出力端
子と反転入力端子との間に接続された帰還抵抗１
４とを有し、負荷６の両端電圧V_Rに対応した電
圧値を有する負荷電圧検出信号を得るものであ
る。

１５は制御信号形成回路であり、負荷電圧検出
回路９から得られる負荷電圧検出信号に応答して
一対の電流制御回路７，８を制御するための信号
を形成する回路である。この制御信号形成回路１
５は２つの差動増幅器１６，１７とスイツチ機能
を有する整流ダイオード１８とから成る。前段の
差動増幅器１６は、演算増幅器１９と、この演算
増幅器１９の反転入力端子と負荷電圧検出回路９
の出力端子との間に接続された抵抗２０と、演算
増幅器１９の反転入力端子と基準電圧端子３との
間に接続された抵抗２１と、演算増幅器１９の非
反転入力端子と第１の電源端子１との間に接続さ
れた抵抗２２と、演算増幅器１９の非反転入力端
子と第２の電源端子２との間に接続された抵抗２
３と、演算増幅器１９の非反転入力端子と基準電
圧端子３との間に接続された抵抗２４と、演算増
幅器１９の出力端子と反転入力端子との間に接続
された抵抗２５とから成る。従つて、この差動増
幅器１６は４入力差動増幅器に構成され、負荷電
圧検出回路９の出力電圧に対応した出力電圧を送
出すると共に、電源電圧V_CC（−）に対応した出
力電圧を送出する。

後段の差動増幅器１７は、演算増幅器２６と、
この非反転入力端子と基準電圧端子３との間に接
続された抵抗２７と、演算増幅器２６の反転入力
端子と第１の電源端子１との間に接続された抵抗
２８と、演算増幅器２６の出力端子と入力端子と
の間に接続された抵抗２９とから成る。なお、前
段の演算増幅器１９の出力端子が整流ダイオード
１８を介して後段の演算増幅器２６の非反転入力
端子に結合されている。従つて、ダイオード１８
がオン状態の時には前段の演算増幅器１９の出力
電圧が後段の演算増幅器２６に入力し、ダイオー
ド１８がオフの期間には基準電圧V_REF（−）で決
定された出力電圧が演算増幅器２６から得られ
る。後段の差動増幅器１７の出力ライン３０は第
１の電流制御回路７の負の制御入力端子ａに接続
され且つ第２の電流制御回路８の正の制御入力端
子ｄに接続されている。第１の電流制御回路７の
正の制御入力端子ｂ及び第２の電流制御回路８の
負の制御入力端子ｃは夫々基準電圧端子３に接続
されている。

第１の電流制御回路７は第３図に示す如く、第
１の電源端子１と負荷６との間に直列に接続され
るトランジスタ３１と、このトランジスタ３１の
ベースを制御する演算増幅器３２とを含み、制御
電圧V_C2に対応したコレクタ電流（負荷電流）を
供給する回路である。換言すれば制御電圧V_C2を
これに対応した電流に変換するＶ−Ｉ変換器であ
る。第２の電流制御回路８は第２の電源端子２と
負荷６との間に直列に接続されたトランジスタ３
３と、このトランジスタ３３のベースを制御する
演算増幅器３４とを含み、制御電圧V_C2に対応し
たコレクタ電流（負荷電流）を供給する回路であ
る。

第２図に於いて、３５は負荷監視用電圧比較器
あり、演算増幅器３６を含む。この演算増幅器３
６の非反転入力端子は抵抗３７を介して制御信号
出力ライン３０に接続され、反転入力端子は抵抗
３８を介して第２の電源端子２に接続していると
共に抵抗３９を介して基準電圧端子３に接続さ
れ、比較出力端子と非反転入力端子との間には帰
還抵抗４０が接続されている。この比較器３５は
回線が非使用状態の時に高レベル（第１のレベ
ル）の出力を発生し、回線が使用状態の時に低レ
ベル（第２のレベル）の出力を発生する。

４１はスイツチングトランジスタであり、その
エミツタは抵抗４２を通して演算増幅器３６の出
力端子に結合され、そのベースは第１の電源端子
１に接続され、そのコレクタはダイオード４３と
抵抗４４とを通して正の電源端子４５に接続され
ている。４６は監視検出信号を得るための端子で
あり、ダイオード４３と抵抗４４との間に接続さ
れている。

次に、第２図の回路の動作を説明する。今、抵
抗１１，１２の値をR₁、抵抗１３，１４の値を
R₂、抵抗２０，２３の値をR₃、抵抗２１，２２
の値をR₄、抵抗２４，２５の値をR₅、抵抗２８
の値をR₆、抵抗２９の値をR₇、抵抗２７の値を
R₈、演算増幅器１９の出力電圧をV_C1、演算増幅
器２６の出力電圧をV_C2として説明する。

まず、負荷６の抵抗Ｒが小さいとき、即ち、負
荷６の両端の電圧V_Rが小さいときには、演算増
幅器１０からは小さい負の電圧が出力される。こ
の出力は、演算増幅器１９の反転入力端子に印加
されるが、演算増幅器１９の入力端子には電源電
圧V_CC（−）と基準電圧V_REF（−）が印加されてい
るので、演算増幅器１９は演算増幅器１０から得
られる負荷電圧検出信号にほとんど影響されずに
大きな負の出力電圧を送出する。演算増幅器２６
の非反転入力端子にはほぼ基準電圧（V_REF）に等
しい電圧が印加されているので、ダイオード１８
は逆バイアスとなる。このため、演算増幅器２６
の出力は V_C2＝V_REF・（R₆＋R₇）／R₆ …(1) となつて電流制御回路７，８に入力される。(1)式
のV_C2は一定であるので、電流制御回路７，８に
基づいて負荷６に供給される電流I_Rも一定値にな
る。従つて、負荷抵抗Ｒが小さい値R_Lの場合に
は、制御信号形成回路１５から定電流制御信号が
出力され、第４図のＡ〜B₁で示すような定電流I_R
２が負荷６に供給される。換言すれば、一定電圧
V_C2がこれに対応した一定電流V_R2に変換され、
これが負荷６に供給される。

一方、負荷６が大きい抵抗値R_Hの場合、すな
わち、負荷６の両端の電圧V_Rが大きい場合には、
演算増幅器１０から大きな負の電圧が出力され、
これが演算増幅器１９の反転入力端子に印加さ
れ、演算増幅器１９から高い出力電圧V_C1が得ら
れ、ダイオード１８が導通する。この結果、後段
の演算増幅器２６の非反転入力端子に、ダイオー
ド１８の電圧降下をV_Dとすれば、（V_REF＋V_C1−
V_D）の電圧が印加され、演算増幅器２６の出力
電圧は、 V_C2＝（V_REF＋V_C1−V_D） （R₆＋R₇）／R₆ …(2) となる。このときは、R₁＝R₂とおけば、演算増
幅器１９の出力は V_C1＝（V_CC−V_R）・R₃／R₅−V_REF ・R₄／R₅ …(3) で表わせる。ただし、V_Rは負荷の両端で電圧で
あり、V_R＝Ｒ・I_Rである。

式(2)，(3)から明らかなように差動増幅器２６の
出力電圧V_C2は（V_CC−V_R）によつて変化し、電
源電圧V_CC（−）を一定とすれば、V_Rによつて一
定の割合で変化する。

ここで、Ｖ−Ｉ変換型電流制御回路７，８のI_R
とV_C2との関係は I_R＝gm・V_C2（gm：Ｖ−Ｉ変換器の相互コンダ
クタンス）と表わせるので、負荷端子４，５から
電源端子１，２側をみた抵抗R₀は、 R₀＝V_R／I_R ＝V_R／（V_C2・gm） ＝Ｉ／（Ａ・gm）（Ａ：増幅度） となる。Ａとgmは一定であるので、出力側から
みた抵抗R₀は一定となり、給電特性は定抵抗特
性を示す。即ち、電源電圧が例えばV_CC1のときに
は、B₁点で定電流特性を維持することが不可能
になり、B₁〜C₁で示す定抵抗特性となり、負荷
抵抗がR_Hの場合にはP₂点の電流I_R1が流れる。

演算増幅器２６の出力電圧V_C2は（V_CC−V_R）
によつて変化するので、電源電圧V_CCがV_CC1から
V_CC2、V_CC3に変化した場合には定抵抗領域は第４
図B₂〜C₂、B₃〜C₃のように平行移動する。

次に、監視動作について述べる。

まず、回線使用状態（フツクオフ）時には負荷
６の抵抗が小さくなり、負荷電圧V_Rも小になり、
電圧検出回路９の出力に応答して制御信号形成回
路１５の演算増幅器２６から、監視用演算増幅器
３６の反転入力端子の電圧V_THよりも低い電圧が
得られ、比較器３５の出力は低レベルになり、ト
ランジスタ４１及びダイオード４３が導通し、監
視出力端子４６が低レベルになる。一方、回線が
非使用状態（フツクオン又はダイヤル中）では、
負荷６の抵抗及び電圧値が大になり、比較器３５
に於ける参照電圧V_THよりも非反転入力端子の電
圧が高くなり、比較器３５の出力が高レベルにな
る。このため、トランジスタ４１及びダイオード
４３はオフとなり、出力端子４６が低レベルにな
る。

第５図は回線の非使用状態と使用状態との判別
を説明的に示すものである。今、鎖線を判別の境
界レベルと仮定すれば、使用状態で負荷抵抗が小
さい時は、L₁，L₂，L₃点よりも左側の領域の電
圧、電流状態となり、非使用状態で負荷抵抗が大
きい時には、L₁，L₂，L₃点よりも右側の領域の
電圧、電流状態となり、両者の判別が可能にな
る。

ところで、第２図の回路の抵抗３７の値を
R₁₁、抵抗４０の値をR₁₃、抵抗３９の値をR₁₃、
抵抗３８の値値をR₁₄とした場合、演算増幅器３
６の反転入力端子の電位は、 V_TH＝V_REF−R₁₃（V_REF−V_CC） ／（R₁₃＋R₁₄） であり、電源電圧V_CCに対するV_THの変動は、 △V_TH〕△V_CC−・R₁₃／（R₁₃＋R₁₄） で表わせる。

従つて、V_THは電源電圧V_CCに追従して変化し、
電源電圧がV_CC3からV_CC2、V_CC1のように変化すれ
ば、比較器３５の出力の反転位置もL₁，L₂，L₃
のように変化し、比較器３５の出力が高レベルに
なつてトランジスタ４１がオフになる点を電源電
圧の変動に拘らず、負荷６の抵抗値にのみ依存さ
せることが出来る。換言すれば、負荷電圧検出信
号の電圧レベルが電源電圧の変化によつて第５図
の鎖線上を変化すれば、これに応じて比較器３５
の参照電圧V_THも変化し、電源電圧の変化を補正
した検出が可能になる。

上述から明らかな如く本実施例には次の利点が
ある。

(A) 電源電圧の変動に拘らず、負荷６の抵抗値が
所定範囲になつたことを正確に検出することが
出来る。

(B) 第４図のAB₁C₁のような電力供給特性とな
るので、負荷６の抵抗値がR_Lのように小さい
領域では、定電流が供給され、不要な電力消費
が制限され、効率が良くなる。一方、負荷６の
抵抗がR_Hのように大きい領域では定抵抗給電
特性で負荷６に電流を流すことが出来る。この
ため、負荷抵抗が大きい場合でも電力供給が可
能になる。本実施例の如く、電話加入者線路に
適用する場合には、第２図に示す給電回路を同
一特性で多数作り、同一特性の多数の給電回路
を負荷抵抗の異なる多数の加入者線路に接続す
る。この場合、負荷抵抗が大きい加入者線路に
対しても電流を供給することが可能になる。

(C) ２つの差動増幅器１６，１７を設け、これ等
の間にダイオード１８を配し、ダイオード１８
のオン・オフで自動的に特性切換が行われる構
成であるので、比較的簡単な構成で第４図の特
性を得ることが出来る。

(D) 差動増幅器構成の負荷電圧検出回路９に基づ
いて監視出力を形成するようにしているので、
線路から入力する同相雑音の影響を受けにく
い。

変形例 本発明は上述の実施例に限定されるものではな
く、更に変形可能なものである。例えば、電流制
御回路７，８を第３図に限定されるものでなく、
制御電圧に対応した電流を供給することが可能な
種々な回路に置き換えることが出来る。また、２
つの電流制御回路７，８の内の一方を省いた構成
とすることも可能である。また、電流制御回路
７，８の代りに固定抵抗を接続する方式にも適用
可能である。また第２図及び第６図に含まれてい
る差動増幅器を音声信号の増幅に使用するように
してもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は定抵抗給電特性を示す電圧−電流特性
図、第２図は本発明の実施例に係わる給電回路を
示す回路図、第３図は第２図の電流制御回路を示
す回路図、第４図は第２図の給電回路の電流−電
圧特性図、第５図は第２図の回路に於ける電源電
圧の変動と監視出力との関係を示す特性図、であ
る。 １……第１の電源端子、２……第２の電源端
子、３……基準電圧端子、６……負荷、７……第
１の電流制御回路、８……第２の電流制御回路、
９……負荷電圧検出回路、１５……制御信号形成
回路、３５……電圧比較器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源電圧を供給するための一対の直流電
   源端子１，２の間に接続された負荷６と、 前記負荷６に直列に接続された電流制御回路７
   と、 前記負荷６の両端の電圧を検出するための負荷
   電圧検出回路９と、 前記負荷電圧検出回路９の出力に応答して、前
   記負荷６の電圧が低い領域においては前記負荷６
   に定電流を供給するが、前記負荷６の電圧が高い
   領域においては前記負荷６の電圧の増大に応じて
   前記負荷６の電流が小さくなるように前記負荷６
   の電流を制御するための制御信号を形成し、この
   制御信号を前記電流制御回路７に与える制御信号
   形成回路１５と、 前記制御信号形成回路１５から得られる前記制
   御信号に対応した第１の入力電圧と前記直流電源
   電圧又はこれに対応した電圧から成る第２の入力
   電圧とを比較し、前記第１の入力電圧が前記第２
   の入力電圧よりも高いこと又は低いことに応答し
   て出力電圧が第１のレベルから第２のレベルに変
   化する電圧比較器と、 を備えていることを特徴とする直流供給及び監視
   回路。