JPH0260082B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0260082B2 JPH0260082B2 JP10340584A JP10340584A JPH0260082B2 JP H0260082 B2 JPH0260082 B2 JP H0260082B2 JP 10340584 A JP10340584 A JP 10340584A JP 10340584 A JP10340584 A JP 10340584A JP H0260082 B2 JPH0260082 B2 JP H0260082B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- electric field
- waveguide
- impedance transformation
- transformation element
- rectangular waveguide
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000005684 electric field Effects 0.000 claims description 50
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 41
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 14
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 8
- 230000000149 penetrating effect Effects 0.000 claims 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 29
- 230000004308 accommodation Effects 0.000 description 6
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 4
- 230000001902 propagating effect Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000011426 transformation method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
- H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
- H01P5/103—Hollow-waveguide/coaxial-line transitions
Landscapes
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
- Waveguides (AREA)
Description
［産業上の利用分野］
本発明は、同軸モードと方形導波管モードとの
変換を行う高電力形同軸導波管変換器に関するも
のである。 ［従来の技術］ マイクロ波帯で使用する同軸モード（TEMモ
ード）と方形導波管モード（TE10モード）の変
換器を高電力の伝送用として使用する際に必要な
機能としては、 耐電力（電圧破壊を引起こす限界の印加電力
値：以後、電圧破壊電力値と呼ぶ）が高いこ
と、 低損失であること、 低反射であること、 等が要求されている。 第２図に示すドアノブ形同軸導波管変換器は、
方形導波管１の内部電界に垂直な電界垂直面１
Ａ，１Ｂのうちの一方の電界垂直面１Ａの外面中
央部に同軸線路２の外部導体２Ａが接続され、該
同軸線路２の中心導体２Ｂは該方形導波管１の電
界垂直面１Ａの孔３を貫通して該方形導波管１内
のドアノブ状をした円錐形インピーダンス変成素
子４の頂部に接続され、該インピーダンス変成素
子４の底面は方形導波管１の他方の電界垂直面１
Ｂに接続された構造になつている。方形導波管２
の末端は短絡板５で短絡されている。 また、第３図に示すリツジガイド形の同軸導波
管変換器は、第２図に示す同軸導波管変換器の円
錐形インピーダンス変成素子４の代りにステツプ
状をしたリツジガイド形インピーダンス変成素子
６を用いたもので、他の構造は第２図のものとほ
ぼ同様である。 このような同軸導波管変換器は、いずれもイン
ピーダンス変成法に特徴を有するが、インピダー
ンス変成は原理的に変換しようとする両者のイン
ピーダンスの差が小さいほど容易で低反射特性が
得られる。 また、これら同軸導波管変換器は、パルス源に
接続して使用されることが多いので、その耐電力
は電圧破壊を引起こす電圧破壊電力値により規定
されるのが一般的である。 同軸導波管変換器における電圧破壊電力値は、
方形導波管１及び同軸線路２がそれぞれ有する固
有の電圧破壊電力値で決まり、通常これら固有の
電圧破壊電力値よりかなり低い値となることが知
られている。例えば、第２図で具体例を示すなら
ば、方形導波管１はWRJ−10形標準導波管で、
電界垂直面１Ａ，１Ｂの幅ａはａ＝22.9mm、電界
平行面１Ｃ，１Ｄの幅ｂはｂ＝10.2mmである。ま
た、同軸線路２は、外導体２Ａの内径が11mm、中
心導体２Ｂの外径が６mmである。 このとき方形導波管１の特性インピーダンス
（電圧と電力で定義された特性インピーダンス）
ZWGは(1)式で示される。 ZWG＝2b／ａ・η・λg／λ（Ω） …(1) (1)式で、ηは自由空間の特性インピーダンス
（その値は120π）、λは自由空間を伝搬する際の
波長、λgは方形導波管１内を伝搬する際の波長で
ある。 また、同軸線路２の特性インピーダンスZCOは、
(2)式で与えられる。 ZCO＝60lnd2／d1（Ω） …(2) (2)式において、d1は同軸線路２の中心導体２Ｂ
の外径、d2は外導体２Ａの内径である。 (1)式と(2)式により方形導波管１と同軸線路２と
の特性インピーダンスZWGとZCOを周波数9.3GHzに
おいて求めて比較すると、ZWG＝473Ω、ZCO＝36
Ωで、その比率（ZWG／ZCO）は13.1である。 次に、耐電力（電圧破壊電力値）について説明
する。方形導波管１の電圧破壊電力値PWGは(3)式
で与えられる。 PWG＝abλV2／4ηλg（Ｗ） …(3) (3)式においてａ，ｂ，λ，λg，ηは(1)式と同一
の値で、Ｖは電圧破壊を引起こす限界の電界強度
で公称測定値として29KV／cmが知られている
が、通常安全率0.5をこれに乗じ14.5KV／cmを採
用している。 また、同軸線路２の電圧破壊電力値PCOは(4)式
で与えられる。 PCO＝d1 2V2／120・ln・d2／d1（Ｗ） …(4) (4)式においてd1，d2は(2)式のそれと同一であ
り、Ｖは(3)式のそれと同一である。 (3)式と(4)式により方形導波管１の電圧破壊電力
値PWGと同軸線路２の電圧破壊電力値PCOを周波
数9.3GHzについて求めると、PWG＝231KW，PCO
＝382KWで、同軸導波管変換器として機能した
時の電圧破壊電力値は、これらの値より必ず低い
値になるという機器特有の性質が経験的に公知と
なつている。これを実測値で示すならば、第２図
のドアノブ形の場合、120KW（測定周波数9.3G
Hz、パルス幅1μs、パルス周期1ms）、また第３図
に示すリツジガイド形の場合、90KW（測定周波
数9.3GHz、パルス幅1μs、パルス周期1ms）であ
る。 従つて、上記の例の場合、ドアノブ形では尖頭
電力値で120KW以上の伝送は不可能であり、リ
ツジガイド形では尖頭電力値で90KW以上の伝送
が不可能となる。そこで、この周波数帯でより高
い尖頭電力を伝送しようとする場合は、変換器全
体を気密構造にし、加圧することで電圧破壊電力
値を高める以外に方法がない。この方法によれ
ば、例えば、１気圧増すと電圧破壊電力値は理論
的に４倍高まるので、より高い尖頭電力の伝送が
可能である。 ［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、同軸導波管変換器全体を気密構
造にし、且つ加圧すると、構造が複雑になり、且
つ加圧装置が必要になる等の問題点がある。 本発明の目的は、常圧下で高い耐電力性能が得
られる高電力形同軸導波管変換器を提供すること
にある。 ［課題を解決するための手段］ 上記の目的を達成するための本発明の構成を説
明すると、本発明は末端が短絡された方形導波管
の内部電界に垂直な一方の電界垂直面の外面中央
部に同軸線路の外部導体が垂直に接続され、前記
同軸線路の中心導体は前記電界垂直面の孔を貫通
して前記方形導波管内の円錐形インピーダンス変
成素子の頂部に接続され、前記円錐形インピーダ
ンス変成素子の底面は前記方形導波管の他方の電
界垂直面に接続されている高電力形同軸導波管変
換器において、前記方形導波管の末端側で前記円
錐形インピーダンス変成素子を収容する該方形導
波管のインピーダンス変成素子収容導波管部はそ
の手前の該方形導波管のインピーダンス変成素子
非収容導波管部に比べて前記両電界垂直面の幅が
それぞれ広く形成され、前記インピーダンス変成
素子収容導波管部と前記インピーダンス変成素子
非収容導波管部との境界には前記内部電界に平行
な前記両電界平行面の幅を変えずに前記内部電界
に垂直な両電界垂直面の幅を徐々に変える電界垂
直面幅変換導波管部が設けられていることを特徴
とする。 ［作用］ このようにインピーダンス変成素子非収容導波
管部の両電界垂直面の幅（両電界平行面間の間
隔）よりインピーダンス変成素子収容導波管部の
両電界垂直面の幅を広くすると、該インピーダン
ス変成素子収容導波管部の電圧破壊電力値が高ま
り、この電圧破壊電力値の増加分だけ同軸導波管
変換器の電圧破壊電力値が高まる。 ［実施例］ 以下、本発明の実施例を第１図を参照して詳細
に説明する。なお、前述した第２図と対応する部
分には同一符号をつけて示している。 本実施例の高電力形同軸導波管変換器では、方
形導波管１の末端側で円錐形インピーダンス変成
素子４を収容する該方形導波管１のインピーダン
ス変成素子収容導波管部７Ａにおける両電界垂直
面１Ａ，１Ｂの幅が、その手前の該方形導波管１
のインピーダンス変成素子非収容導波管部７Ｂに
おける両電界垂直面１Ａ，１Ｂの幅に比べてそれ
ぞれ広く形成されている。これらインピーダンス
変成素子収容導波管部７Ａとインピーダンス変成
素子非収容導波管部７Ｂとの境界には、内部電界
に平行な両電界平行面１Ｃ，１Ｄの幅ｂを変えず
に、該内部電界に垂直な両電界垂直面１Ａ，１Ｂ
の幅をａからa1に徐々に変える電界垂直面幅変換
導波管部７Ｃが設けられている。 このような高電力形同軸導波管変換器の各部の
寸法の一例を示すと、次の通りである。 方形導波管１： ａ＝22.9mm a1＝30.0mm ｂ＝10.2mm 同軸線路２ 外部導体２Ａの内径＝11mm 中心導体２Ｂの外径＝６mm 電界垂直面幅変換導波管部７Ｃ： 長さｌ＝15mm なお、短絡板５はインピーダンス整合が良くと
れる位置に設けられている。 次に、このような高電力形同軸導波管変換器の
動作原理について説明する。 従来技術の説明において、高電力用として使う
際に必要な機能として低反射であることをあげ、
このためには同軸線路２と方形導波管１のそれぞ
れの特性インピーダンスの差は、できるだけ小さ
い方がよいことを示した。本発明の実施例では、
インピーダンス変成素子収容導波管部７Ａの寸法
は、a1＝30.0mm、ｂ＝10.2mmであるから、(1)式で
ａをa1として該インピーダンス変成素子収容導波
管部７Ａの特性インピーダンスを求めると、
9.3GHzにおいて304Ωであり、同軸線路２の寸法
は第２図で示したものと同一で、その特性インピ
ーダンスは36Ωであるから、両者の比率（ZWG／
ZCO）は8.4倍で、従来の13.1倍に対し64％に減じ
ている。このため、インピーダンス整合が従来に
比べ容易になつた。なお、方形導波管１の電界垂
直面１Ａ，１Ｂの幅を広げる際、これによるイン
ピーダンス不整合が増大しないように、第１図に
示す電界垂直面幅変換導波管部７Ｃの長さｌを適
宜調整する必要がある。 次に、本実施例の高電力形同軸導波管変換器に
おける耐電力（電圧破壊電力値）について説明す
る。 (3)式によりインピーダンス変成素子収容導波管
部７Ａ（a1＝30mm、ｂ＝10.2mm）の電圧破壊電力
値について求めると、9.3GHzにおいて360KWで
あり、第２図の方形導波管１（ａ＝22.9mm、ｂ＝
10.2mm）の電圧破壊電力値231KWに対し1.55倍に
高まる。また、同軸線路２のそれは、第２図の同
軸線路２と同一であるから382KWである。この
ことから、同軸導波管変換器としての電圧破壊電
力値は、第２図に示す従来構造のものに比べ方形
導波管１の電圧破壊電力値が増加した分高まる。
これを実測により確かめた結果、本実施例の同軸
導波管変換器の電圧破壊電力値は200KW（測定周
波数9.3GHz、パルス幅1μs、パルス周期1ms）で、
従来構造のものの120KWに比べ1.66倍に高まつ
た。 本実施例では、10GHz帯の高電力形同軸導波管
変換器の例について示したが、他の周波数帯の高
電力用同軸導波管変換器の耐電力（電圧破壊電力
値）についても同様に改善することができる。 ［発明の効果］ 以上説明したように本発明に係る高電力形同軸
導波管変換器では、インピーダンス変成素子非収
容導波管部の両電界垂直面の幅よりインピーダン
ス変成素子収容導波管部の両電界垂直面の幅をそ
れぞれ広くしたので、該インピーダンス変成素子
収容導波管部の電圧破壊電力値を高めることがで
き、この電圧破壊電力値の増加に相応した比率で
同軸導波管変換器の電圧破壊電力値を高めること
ができる。従つて、本発明の高電力形同軸導波管
変換器によれば、気密構造にしないで、常圧下で
高い耐電力性能が得られる利点がある。また、本
発明によれば気密・加圧構造にしなくてよいの
で、コストの上昇を可及的に回避して耐電力性能
を高めることができる利点がある。 かつまた、インピーダンス変成素子収容導波管
部の両電界垂直面の幅を広くすると、該インピー
ダンス変成素子収容導波管部の特性インピーダン
スを同軸線路の特性インピーダンスに近付けるこ
とができ、インピーダンス変成素子収容導波管部
と同軸線路とのインピーダンス差を小さくするこ
とができる。 更に、本発明では、インピーダンス変成素子収
容導波管部とインピーダンス変成素子非収容導波
管部との境界に、両電界平行面の幅を変えずに両
電界垂直面の幅を徐々に変える電界垂直面幅変換
導波管部を設けたので、インピーダンス変成素子
収容導波管部とインピーダンス変成素子非収容導
波管部との間のインピーダンス不整合を低減する
ことができる。
変換を行う高電力形同軸導波管変換器に関するも
のである。 ［従来の技術］ マイクロ波帯で使用する同軸モード（TEMモ
ード）と方形導波管モード（TE10モード）の変
換器を高電力の伝送用として使用する際に必要な
機能としては、 耐電力（電圧破壊を引起こす限界の印加電力
値：以後、電圧破壊電力値と呼ぶ）が高いこ
と、 低損失であること、 低反射であること、 等が要求されている。 第２図に示すドアノブ形同軸導波管変換器は、
方形導波管１の内部電界に垂直な電界垂直面１
Ａ，１Ｂのうちの一方の電界垂直面１Ａの外面中
央部に同軸線路２の外部導体２Ａが接続され、該
同軸線路２の中心導体２Ｂは該方形導波管１の電
界垂直面１Ａの孔３を貫通して該方形導波管１内
のドアノブ状をした円錐形インピーダンス変成素
子４の頂部に接続され、該インピーダンス変成素
子４の底面は方形導波管１の他方の電界垂直面１
Ｂに接続された構造になつている。方形導波管２
の末端は短絡板５で短絡されている。 また、第３図に示すリツジガイド形の同軸導波
管変換器は、第２図に示す同軸導波管変換器の円
錐形インピーダンス変成素子４の代りにステツプ
状をしたリツジガイド形インピーダンス変成素子
６を用いたもので、他の構造は第２図のものとほ
ぼ同様である。 このような同軸導波管変換器は、いずれもイン
ピーダンス変成法に特徴を有するが、インピダー
ンス変成は原理的に変換しようとする両者のイン
ピーダンスの差が小さいほど容易で低反射特性が
得られる。 また、これら同軸導波管変換器は、パルス源に
接続して使用されることが多いので、その耐電力
は電圧破壊を引起こす電圧破壊電力値により規定
されるのが一般的である。 同軸導波管変換器における電圧破壊電力値は、
方形導波管１及び同軸線路２がそれぞれ有する固
有の電圧破壊電力値で決まり、通常これら固有の
電圧破壊電力値よりかなり低い値となることが知
られている。例えば、第２図で具体例を示すなら
ば、方形導波管１はWRJ−10形標準導波管で、
電界垂直面１Ａ，１Ｂの幅ａはａ＝22.9mm、電界
平行面１Ｃ，１Ｄの幅ｂはｂ＝10.2mmである。ま
た、同軸線路２は、外導体２Ａの内径が11mm、中
心導体２Ｂの外径が６mmである。 このとき方形導波管１の特性インピーダンス
（電圧と電力で定義された特性インピーダンス）
ZWGは(1)式で示される。 ZWG＝2b／ａ・η・λg／λ（Ω） …(1) (1)式で、ηは自由空間の特性インピーダンス
（その値は120π）、λは自由空間を伝搬する際の
波長、λgは方形導波管１内を伝搬する際の波長で
ある。 また、同軸線路２の特性インピーダンスZCOは、
(2)式で与えられる。 ZCO＝60lnd2／d1（Ω） …(2) (2)式において、d1は同軸線路２の中心導体２Ｂ
の外径、d2は外導体２Ａの内径である。 (1)式と(2)式により方形導波管１と同軸線路２と
の特性インピーダンスZWGとZCOを周波数9.3GHzに
おいて求めて比較すると、ZWG＝473Ω、ZCO＝36
Ωで、その比率（ZWG／ZCO）は13.1である。 次に、耐電力（電圧破壊電力値）について説明
する。方形導波管１の電圧破壊電力値PWGは(3)式
で与えられる。 PWG＝abλV2／4ηλg（Ｗ） …(3) (3)式においてａ，ｂ，λ，λg，ηは(1)式と同一
の値で、Ｖは電圧破壊を引起こす限界の電界強度
で公称測定値として29KV／cmが知られている
が、通常安全率0.5をこれに乗じ14.5KV／cmを採
用している。 また、同軸線路２の電圧破壊電力値PCOは(4)式
で与えられる。 PCO＝d1 2V2／120・ln・d2／d1（Ｗ） …(4) (4)式においてd1，d2は(2)式のそれと同一であ
り、Ｖは(3)式のそれと同一である。 (3)式と(4)式により方形導波管１の電圧破壊電力
値PWGと同軸線路２の電圧破壊電力値PCOを周波
数9.3GHzについて求めると、PWG＝231KW，PCO
＝382KWで、同軸導波管変換器として機能した
時の電圧破壊電力値は、これらの値より必ず低い
値になるという機器特有の性質が経験的に公知と
なつている。これを実測値で示すならば、第２図
のドアノブ形の場合、120KW（測定周波数9.3G
Hz、パルス幅1μs、パルス周期1ms）、また第３図
に示すリツジガイド形の場合、90KW（測定周波
数9.3GHz、パルス幅1μs、パルス周期1ms）であ
る。 従つて、上記の例の場合、ドアノブ形では尖頭
電力値で120KW以上の伝送は不可能であり、リ
ツジガイド形では尖頭電力値で90KW以上の伝送
が不可能となる。そこで、この周波数帯でより高
い尖頭電力を伝送しようとする場合は、変換器全
体を気密構造にし、加圧することで電圧破壊電力
値を高める以外に方法がない。この方法によれ
ば、例えば、１気圧増すと電圧破壊電力値は理論
的に４倍高まるので、より高い尖頭電力の伝送が
可能である。 ［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、同軸導波管変換器全体を気密構
造にし、且つ加圧すると、構造が複雑になり、且
つ加圧装置が必要になる等の問題点がある。 本発明の目的は、常圧下で高い耐電力性能が得
られる高電力形同軸導波管変換器を提供すること
にある。 ［課題を解決するための手段］ 上記の目的を達成するための本発明の構成を説
明すると、本発明は末端が短絡された方形導波管
の内部電界に垂直な一方の電界垂直面の外面中央
部に同軸線路の外部導体が垂直に接続され、前記
同軸線路の中心導体は前記電界垂直面の孔を貫通
して前記方形導波管内の円錐形インピーダンス変
成素子の頂部に接続され、前記円錐形インピーダ
ンス変成素子の底面は前記方形導波管の他方の電
界垂直面に接続されている高電力形同軸導波管変
換器において、前記方形導波管の末端側で前記円
錐形インピーダンス変成素子を収容する該方形導
波管のインピーダンス変成素子収容導波管部はそ
の手前の該方形導波管のインピーダンス変成素子
非収容導波管部に比べて前記両電界垂直面の幅が
それぞれ広く形成され、前記インピーダンス変成
素子収容導波管部と前記インピーダンス変成素子
非収容導波管部との境界には前記内部電界に平行
な前記両電界平行面の幅を変えずに前記内部電界
に垂直な両電界垂直面の幅を徐々に変える電界垂
直面幅変換導波管部が設けられていることを特徴
とする。 ［作用］ このようにインピーダンス変成素子非収容導波
管部の両電界垂直面の幅（両電界平行面間の間
隔）よりインピーダンス変成素子収容導波管部の
両電界垂直面の幅を広くすると、該インピーダン
ス変成素子収容導波管部の電圧破壊電力値が高ま
り、この電圧破壊電力値の増加分だけ同軸導波管
変換器の電圧破壊電力値が高まる。 ［実施例］ 以下、本発明の実施例を第１図を参照して詳細
に説明する。なお、前述した第２図と対応する部
分には同一符号をつけて示している。 本実施例の高電力形同軸導波管変換器では、方
形導波管１の末端側で円錐形インピーダンス変成
素子４を収容する該方形導波管１のインピーダン
ス変成素子収容導波管部７Ａにおける両電界垂直
面１Ａ，１Ｂの幅が、その手前の該方形導波管１
のインピーダンス変成素子非収容導波管部７Ｂに
おける両電界垂直面１Ａ，１Ｂの幅に比べてそれ
ぞれ広く形成されている。これらインピーダンス
変成素子収容導波管部７Ａとインピーダンス変成
素子非収容導波管部７Ｂとの境界には、内部電界
に平行な両電界平行面１Ｃ，１Ｄの幅ｂを変えず
に、該内部電界に垂直な両電界垂直面１Ａ，１Ｂ
の幅をａからa1に徐々に変える電界垂直面幅変換
導波管部７Ｃが設けられている。 このような高電力形同軸導波管変換器の各部の
寸法の一例を示すと、次の通りである。 方形導波管１： ａ＝22.9mm a1＝30.0mm ｂ＝10.2mm 同軸線路２ 外部導体２Ａの内径＝11mm 中心導体２Ｂの外径＝６mm 電界垂直面幅変換導波管部７Ｃ： 長さｌ＝15mm なお、短絡板５はインピーダンス整合が良くと
れる位置に設けられている。 次に、このような高電力形同軸導波管変換器の
動作原理について説明する。 従来技術の説明において、高電力用として使う
際に必要な機能として低反射であることをあげ、
このためには同軸線路２と方形導波管１のそれぞ
れの特性インピーダンスの差は、できるだけ小さ
い方がよいことを示した。本発明の実施例では、
インピーダンス変成素子収容導波管部７Ａの寸法
は、a1＝30.0mm、ｂ＝10.2mmであるから、(1)式で
ａをa1として該インピーダンス変成素子収容導波
管部７Ａの特性インピーダンスを求めると、
9.3GHzにおいて304Ωであり、同軸線路２の寸法
は第２図で示したものと同一で、その特性インピ
ーダンスは36Ωであるから、両者の比率（ZWG／
ZCO）は8.4倍で、従来の13.1倍に対し64％に減じ
ている。このため、インピーダンス整合が従来に
比べ容易になつた。なお、方形導波管１の電界垂
直面１Ａ，１Ｂの幅を広げる際、これによるイン
ピーダンス不整合が増大しないように、第１図に
示す電界垂直面幅変換導波管部７Ｃの長さｌを適
宜調整する必要がある。 次に、本実施例の高電力形同軸導波管変換器に
おける耐電力（電圧破壊電力値）について説明す
る。 (3)式によりインピーダンス変成素子収容導波管
部７Ａ（a1＝30mm、ｂ＝10.2mm）の電圧破壊電力
値について求めると、9.3GHzにおいて360KWで
あり、第２図の方形導波管１（ａ＝22.9mm、ｂ＝
10.2mm）の電圧破壊電力値231KWに対し1.55倍に
高まる。また、同軸線路２のそれは、第２図の同
軸線路２と同一であるから382KWである。この
ことから、同軸導波管変換器としての電圧破壊電
力値は、第２図に示す従来構造のものに比べ方形
導波管１の電圧破壊電力値が増加した分高まる。
これを実測により確かめた結果、本実施例の同軸
導波管変換器の電圧破壊電力値は200KW（測定周
波数9.3GHz、パルス幅1μs、パルス周期1ms）で、
従来構造のものの120KWに比べ1.66倍に高まつ
た。 本実施例では、10GHz帯の高電力形同軸導波管
変換器の例について示したが、他の周波数帯の高
電力用同軸導波管変換器の耐電力（電圧破壊電力
値）についても同様に改善することができる。 ［発明の効果］ 以上説明したように本発明に係る高電力形同軸
導波管変換器では、インピーダンス変成素子非収
容導波管部の両電界垂直面の幅よりインピーダン
ス変成素子収容導波管部の両電界垂直面の幅をそ
れぞれ広くしたので、該インピーダンス変成素子
収容導波管部の電圧破壊電力値を高めることがで
き、この電圧破壊電力値の増加に相応した比率で
同軸導波管変換器の電圧破壊電力値を高めること
ができる。従つて、本発明の高電力形同軸導波管
変換器によれば、気密構造にしないで、常圧下で
高い耐電力性能が得られる利点がある。また、本
発明によれば気密・加圧構造にしなくてよいの
で、コストの上昇を可及的に回避して耐電力性能
を高めることができる利点がある。 かつまた、インピーダンス変成素子収容導波管
部の両電界垂直面の幅を広くすると、該インピー
ダンス変成素子収容導波管部の特性インピーダン
スを同軸線路の特性インピーダンスに近付けるこ
とができ、インピーダンス変成素子収容導波管部
と同軸線路とのインピーダンス差を小さくするこ
とができる。 更に、本発明では、インピーダンス変成素子収
容導波管部とインピーダンス変成素子非収容導波
管部との境界に、両電界平行面の幅を変えずに両
電界垂直面の幅を徐々に変える電界垂直面幅変換
導波管部を設けたので、インピーダンス変成素子
収容導波管部とインピーダンス変成素子非収容導
波管部との間のインピーダンス不整合を低減する
ことができる。
第１図は本発明にかかる同軸導波管変換器の一
実施例の一部破断斜視図、第２図及び第３図は従
来の同軸導波管変換器の２種の例の一部破断斜視
図である。 １……方形導波管、１Ａ，１Ｂ……電界垂直
面、１Ｃ，１Ｄ……電界平行面、２……同軸線
路、２Ａ……外部導体、２Ｂ……中心導体、３…
…孔、４……円錐形インピーダンス変成素子、５
……短絡板、７Ａ……インピーダンス変成素子収
容導波管部、７Ｂ……インピーダンス変成素子非
収容導波管部、７Ｃ……電界垂直面幅変換導波管
部。
実施例の一部破断斜視図、第２図及び第３図は従
来の同軸導波管変換器の２種の例の一部破断斜視
図である。 １……方形導波管、１Ａ，１Ｂ……電界垂直
面、１Ｃ，１Ｄ……電界平行面、２……同軸線
路、２Ａ……外部導体、２Ｂ……中心導体、３…
…孔、４……円錐形インピーダンス変成素子、５
……短絡板、７Ａ……インピーダンス変成素子収
容導波管部、７Ｂ……インピーダンス変成素子非
収容導波管部、７Ｃ……電界垂直面幅変換導波管
部。
Claims (1)
- １ 末端が短絡された方形導波管の内部電界に垂
直な一方の電界垂直面の外面中央部に同軸線路の
外部導体が垂直に接続され、前記同軸線路の中心
導体は前記電界垂直面の孔を貫通して前記方形導
波管内の円錐形インピーダンス変成素子の頂部に
接続され、前記円錐形インピーダンス変成素子の
底面は前記方形導波管の他方の電界垂直面に接続
されている高電力形同軸導波管変換器において、
前記方形導波管の末端側で前記円錐形インピーダ
ンス変成素子を収容する該方形導波管のインピー
ダンス変成素子収容導波管部はその手前の該方形
導波管のインピーダンス変成素子非収容導波管部
に比べて前記両電界垂直面の幅がそれぞれ広く形
成され、前記インピーダンス変成素子収容導波管
部と前記インピーダンス変成素子非収容導波管部
との境界には前記内部電界に平行な前記両電界平
行面の幅を変えずに前記内部電界に垂直な両電界
垂直面の幅を徐々に変える電界垂直面幅変換導波
管部が設けられていることを特徴とする高電力形
同軸導波管変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10340584A JPS60247302A (ja) | 1984-05-22 | 1984-05-22 | 高電力形同軸導波管変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10340584A JPS60247302A (ja) | 1984-05-22 | 1984-05-22 | 高電力形同軸導波管変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60247302A JPS60247302A (ja) | 1985-12-07 |
| JPH0260082B2 true JPH0260082B2 (ja) | 1990-12-14 |
Family
ID=14353140
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10340584A Granted JPS60247302A (ja) | 1984-05-22 | 1984-05-22 | 高電力形同軸導波管変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60247302A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4988961A (en) * | 1989-08-10 | 1991-01-29 | General Signal Corporation | Device for achieving minimal reflections in antenna coupling |
| FR2700066A1 (fr) * | 1992-12-29 | 1994-07-01 | Philips Electronique Lab | Dispositif hyperfréquences comprenant au moins une transition entre une ligne de transmission intégrée sur un substrat et un guide d'onde. |
| JP6143971B2 (ja) * | 2015-05-19 | 2017-06-07 | 三菱電機株式会社 | 同軸マイクロストリップ線路変換回路 |
| DE102022112314A1 (de) * | 2022-05-17 | 2023-11-23 | Muegge Gmbh | Einrichtung zum Kombinieren oder Aufteilen von Mikrowellen |
-
1984
- 1984-05-22 JP JP10340584A patent/JPS60247302A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60247302A (ja) | 1985-12-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4157516A (en) | Wave guide to microstrip transition | |
| US4222016A (en) | High frequency transformer | |
| US3995239A (en) | Transition apparatus | |
| CA2175087A1 (en) | Coplanar Waveguide Mounted Flip Chip | |
| US3909755A (en) | Low pass microwave filter | |
| US4052683A (en) | Microwave device | |
| Gipprich | A new class of branch-line directional couplers | |
| JPH0260082B2 (ja) | ||
| US4260963A (en) | 4:1 Balun | |
| ALLEN | Non-symmetrical coupled lines in an inhomogeneous dielectric medium | |
| US3825861A (en) | Coaxial line to strip line connector | |
| GB1599557A (en) | High frequency transformer | |
| US5559480A (en) | Stripline-to-waveguide transition | |
| US4577167A (en) | Microstrip line branching coupler having coaxial coupled remote termination | |
| US3497832A (en) | Radio frequency transmission line tee hybrid | |
| JPH0522006A (ja) | Ｔ分岐導波管 | |
| CA1183915A (en) | Broad-band slot-coupled diplexer | |
| JPS6153885B2 (ja) | ||
| RU2014625C1 (ru) | Устройство для испытаний радиоэлектронной аппаратуры в токопроводящих корпусах на устойчивость к воздействию электромагнитного поля | |
| JP2870743B2 (ja) | ミリ波終端器 | |
| Young et al. | A high power diplexing filter | |
| US4288762A (en) | Wideband 180° hybrid junctions | |
| CA2200279C (en) | Field effect transistor amplifier | |
| JP3723687B2 (ja) | Ｎｒｄガイドと誘電体導波管との接続構造 | |
| WO2002009227A1 (en) | E-plane waveguide power splitter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |