JPH0260459A - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法Info
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- JPH0260459A JPH0260459A JP20911388A JP20911388A JPH0260459A JP H0260459 A JPH0260459 A JP H0260459A JP 20911388 A JP20911388 A JP 20911388A JP 20911388 A JP20911388 A JP 20911388A JP H0260459 A JPH0260459 A JP H0260459A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はＤ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ出力電圧の起動特
電圧制御及び起動終了後の定電圧制御方法に関する。
電圧制御及び起動終了後の定電圧制御方法に関する。
従来のこの種のコンバータ出方電圧制御方法としては、
第２図の主回路例に対し第３図に例示する電圧制御回路
により制御するものが知られている。
第２図の主回路例に対し第３図に例示する電圧制御回路
により制御するものが知られている。
第２図はハーフブリッジインバータ方式のＤＣ／ＤＣコ
ンバータの主回路例であり、Ｌ、は入力平滑りアクドル
、いと０２とは入力平滑コンデンサ、ＧＴＯ，とＧＴＯ
２とはゲートターンオフサイリスタ、Ｔはトランス、Ｄ
ｌとＤ２とはダイオード、Ｌ２は出力平滑リアクトル、
ｃ３は出方平滑コンデンサである。また■。とＶ。とは
それぞれ前記コンバータの入力及び出方電圧である。
ンバータの主回路例であり、Ｌ、は入力平滑りアクドル
、いと０２とは入力平滑コンデンサ、ＧＴＯ，とＧＴＯ
２とはゲートターンオフサイリスタ、Ｔはトランス、Ｄ
ｌとＤ２とはダイオード、Ｌ２は出力平滑リアクトル、
ｃ３は出方平滑コンデンサである。また■。とＶ。とは
それぞれ前記コンバータの入力及び出方電圧である。
前記のＧＴＯ，とＧＴＯ２とは入力電圧■。を分圧する
コンデンサＣ，とｃ２との端子電圧を電源としてそれぞ
れ交互に導通としゃ断とを繰返し、そのたびにトランス
Ｔの１次巻線には方向反対の電流が通電され、該２組の
電流により前記トランスＴの２次側に誘起された電圧は
ダイオードＤとＤ２とによりそれぞれ整流の後に合成さ
れリアクトルＬ２とコンデンサＣ３とにより平滑されて
電圧Ｖ。となって出力される。
コンデンサＣ，とｃ２との端子電圧を電源としてそれぞ
れ交互に導通としゃ断とを繰返し、そのたびにトランス
Ｔの１次巻線には方向反対の電流が通電され、該２組の
電流により前記トランスＴの２次側に誘起された電圧は
ダイオードＤとＤ２とによりそれぞれ整流の後に合成さ
れリアクトルＬ２とコンデンサＣ３とにより平滑されて
電圧Ｖ。となって出力される。
前記出力電圧Ｖ。の大きさは、第３図に示す電圧制御回
路から前記ＧＴＯ，とＧ Ｔ Ｏｚそれぞれのゲートに
対して与えられる導通率指示信号により制御される。
路から前記ＧＴＯ，とＧ Ｔ Ｏｚそれぞれのゲートに
対して与えられる導通率指示信号により制御される。
第３図において、１は電圧設定器であり前記出力電圧■
。の設定値Ｖｓの定常値Ｖ、。を設定し、２はソフトス
タート回路でありその定常値を前記ＶＳＯとして一定の
時定数にて変化する前記設定値Ｖ、を出力し、３は発振
器であり前記ＧＴＯ，とＧＴＯ□とのスイッチング動作
周期を規定する基準パルスを出力し、４は前記両型圧Ｖ
、と■。との偏差Ｖｓ−■ｏを演算し該偏差を零となす
ような制御信号を出力する電圧調節器（ＡＶＲ）である
。また５は移相器、６はパルス分配器であり前記Ｇ Ｔ
Ｏ＋ とＧＴＯ２それぞれのゲー１〜に対し所要の制
御パルス信号を出力する。
。の設定値Ｖｓの定常値Ｖ、。を設定し、２はソフトス
タート回路でありその定常値を前記ＶＳＯとして一定の
時定数にて変化する前記設定値Ｖ、を出力し、３は発振
器であり前記ＧＴＯ，とＧＴＯ□とのスイッチング動作
周期を規定する基準パルスを出力し、４は前記両型圧Ｖ
、と■。との偏差Ｖｓ−■ｏを演算し該偏差を零となす
ような制御信号を出力する電圧調節器（ＡＶＲ）である
。また５は移相器、６はパルス分配器であり前記Ｇ Ｔ
Ｏ＋ とＧＴＯ２それぞれのゲー１〜に対し所要の制
御パルス信号を出力する。
第４図は前記ソフトスタート回路２における前記設定電
圧■３とその定常値■、。の時間変動模様を示す動作波
形図であり、起動指令印加時点を時刻原点として示して
いる。
圧■３とその定常値■、。の時間変動模様を示す動作波
形図であり、起動指令印加時点を時刻原点として示して
いる。
上記の如き従来方法によるＤ Ｃ／Ｄ Ｃコンハーク出
力電圧のフィードハック制御においては、前記コンバー
タの出力電圧はその入力電圧の変動の如何にかかわらず
一定となるように制御される。
力電圧のフィードハック制御においては、前記コンバー
タの出力電圧はその入力電圧の変動の如何にかかわらず
一定となるように制御される。
しかしながら上記のフィードハック制御においては出力
電圧制御の精度と安定性とを得るために前記電圧調節器
（ＡＶＲ）は比例・積分（ＰＩ）特性を有するものとな
り、前記出力電圧のフィードバック系を含めた閉回路の
電圧制御系全体としては時間遅れを有する制御系となら
ざるを得す、従って前記入力電圧の急変に対する前記出
力電圧の過渡的変動は避けられなかった。
電圧制御の精度と安定性とを得るために前記電圧調節器
（ＡＶＲ）は比例・積分（ＰＩ）特性を有するものとな
り、前記出力電圧のフィードバック系を含めた閉回路の
電圧制御系全体としては時間遅れを有する制御系となら
ざるを得す、従って前記入力電圧の急変に対する前記出
力電圧の過渡的変動は避けられなかった。
上記に鑑み本発明はＤ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータの出力覚
圧制御において、該コンバータの入力電圧急変時におけ
るその出力電圧の過渡変動を小となす出力電圧制御方法
の提供を目的とするものである。
圧制御において、該コンバータの入力電圧急変時におけ
るその出力電圧の過渡変動を小となす出力電圧制御方法
の提供を目的とするものである。
上記目的を達成するために、本発明のＤＣ／ＩＩＣコン
バータの制御方法においては、その主回路スイッチング
素子に対する導通率を制御して定電圧制御を行なうＤ
Ｃ／Ｄ Ｃコンバータの電圧制御系において、起動信号
により一定の時定数にて定常値に達する前記コンバータ
の出力電圧設定値を該コンバータの入力直流電圧の検出
値にて除算演算して前記スイッチング素子に対する導通
率信号を出力し且つ該信号を前記コンバータの入力直流
電圧の定格値においてその出力電圧を前記電圧設定値の
定常状態における指定電圧と等しくなすに要する値とす
るゲインを有する除算器を設け、前記コンバータ出力電
圧の設定値と検出値との偏差を演算し該偏差を零となす
ような制御を行なう電圧調節器の出力と前記除算器の出
力との加算値を以って前記スイッチング素子に対する総
合導通重信号となすものである。
バータの制御方法においては、その主回路スイッチング
素子に対する導通率を制御して定電圧制御を行なうＤ
Ｃ／Ｄ Ｃコンバータの電圧制御系において、起動信号
により一定の時定数にて定常値に達する前記コンバータ
の出力電圧設定値を該コンバータの入力直流電圧の検出
値にて除算演算して前記スイッチング素子に対する導通
率信号を出力し且つ該信号を前記コンバータの入力直流
電圧の定格値においてその出力電圧を前記電圧設定値の
定常状態における指定電圧と等しくなすに要する値とす
るゲインを有する除算器を設け、前記コンバータ出力電
圧の設定値と検出値との偏差を演算し該偏差を零となす
ような制御を行なう電圧調節器の出力と前記除算器の出
力との加算値を以って前記スイッチング素子に対する総
合導通重信号となすものである。
Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータの出力電圧■。は、該コンバ
ータの入力電圧をＶＣ１主回路スイッチング素子の導通
率をα、トランス巻数比を１とすれば、出力平滑リアク
トルの通電電流が連続となる負荷状態において式（１）
に示す如くなる。
ータの入力電圧をＶＣ１主回路スイッチング素子の導通
率をα、トランス巻数比を１とすれば、出力平滑リアク
トルの通電電流が連続となる負荷状態において式（１）
に示す如くなる。
Ｖ、−αｖ ｏ−−−−−−−−−−−−−−−−−−
−−−−−−−−−−（１）従って所定の出力電圧Ｖ。
−−−−−−−−−−（１）従って所定の出力電圧Ｖ。
に対し入力電圧ＶＣ時の所要導通率αは式（２）に示す
如く一義的に決定される。
如く一義的に決定される。
α −■。／ｖｃ −’−−−−−−・−−一−−−
〜−−−・−（２）また前記コンバータにおいて前記出
力電圧Ｖ。
〜−−−・−（２）また前記コンバータにおいて前記出
力電圧Ｖ。
の所定値はその設定値■、により指定されるため式（２
）は式（３）の如くなる。
）は式（３）の如くなる。
α −ｖ ｓ ／ ｖ ｃ −−−−−−−−−−−
−−−−−−−−（ａ ）式（３）において入力電圧Ｖ
、がその定常値よりΔＶ、変化した場合、出力電圧■。
−−−−−−−−（ａ ）式（３）において入力電圧Ｖ
、がその定常値よりΔＶ、変化した場合、出力電圧■。
をその設定値Ｖ、に保つために要する導通率αの所要補
正値Δαは、前記設定値Ｖ、の変化がないものとして、
ずなわら△■ｓ−０として式（４）の如くなる。
正値Δαは、前記設定値Ｖ、の変化がないものとして、
ずなわら△■ｓ−０として式（４）の如くなる。
Δα−−α・ΔＶ Ｃ／ Ｖ Ｃ”−”’ （４）本発
明においては、式（３）に示す演算を行なう除算器を設
け、該除算器の出力を前記出力電圧Ｖｏに対するフィー
ドハック電圧制御系の電圧調節器（ＡＶＲ）の出力に加
算することにより、式（３）に従う式（４）の導通率補
正値を含む導通率指定信号を前記主回路スイッチング素
子に直接的に与え、前記フィードハック系の制御上の時
間遅れの影響を受けることなく即応的に前記出力電圧■
。の補正制御を行なうものであり、前記電圧調節器（Ａ
ＶＲ）によるフィードバック制御に対し前記入力電圧■
。の変動に追従するフィードフォワード制御を併用した
出力型圧制＜Ｍｕ系を形成するものである。
明においては、式（３）に示す演算を行なう除算器を設
け、該除算器の出力を前記出力電圧Ｖｏに対するフィー
ドハック電圧制御系の電圧調節器（ＡＶＲ）の出力に加
算することにより、式（３）に従う式（４）の導通率補
正値を含む導通率指定信号を前記主回路スイッチング素
子に直接的に与え、前記フィードハック系の制御上の時
間遅れの影響を受けることなく即応的に前記出力電圧■
。の補正制御を行なうものであり、前記電圧調節器（Ａ
ＶＲ）によるフィードバック制御に対し前記入力電圧■
。の変動に追従するフィードフォワード制御を併用した
出力型圧制＜Ｍｕ系を形成するものである。
従って前記入力電圧■。の変動による出力電圧■ｏの補
正制御は前記除算器によるフィードフォワード制御系が
先行し、前記フィードバック系におりる電圧調節器（Ａ
ＶＲ）からの補正信号は常に略零となる。
正制御は前記除算器によるフィードフォワード制御系が
先行し、前記フィードバック系におりる電圧調節器（Ａ
ＶＲ）からの補正信号は常に略零となる。
以下この発明の実施例を図面により説明する。
第１図はこの発明の実施例を示す電圧制御回路の回路図
である。
である。
なお第１図に示す回路の制御対象主回路と設定電圧■３
の動作波形図とは、従来技術の実施例の場合と同様、そ
れぞれ第２図と第４図とに示す通りである。
の動作波形図とは、従来技術の実施例の場合と同様、そ
れぞれ第２図と第４図とに示す通りである。
なおまた第１図においては第３図に示す従来技術の実施
例の場合と同一機能の構成要素に対しては同一の表示符
号を附している。
例の場合と同一機能の構成要素に対しては同一の表示符
号を附している。
第１図は第３図に示す回路図において、第２図に示すＤ
Ｃ／Ｄ Ｃコンバータの入力電圧■。と該コンバータ
の出力電圧■。の設定電圧Ｖ、とを入力としＶ３／■ｏ
を演算する除算器７を設け、該除算器７の出力を電圧調
節器（ＡＶＲ）４の出力に加算したものである。以上の
回路構成により前記電圧調節器（ＡＶＲ）４を主要素と
するフィードバック電圧制御系に対して前記除算器７に
よるフィードフォワード電圧制御系が追加されることに
なり、前記の入力電圧■。の急速な変動に対する出力電
圧Ｖ。の変動が即応的に抑制されることになる。
Ｃ／Ｄ Ｃコンバータの入力電圧■。と該コンバータ
の出力電圧■。の設定電圧Ｖ、とを入力としＶ３／■ｏ
を演算する除算器７を設け、該除算器７の出力を電圧調
節器（ＡＶＲ）４の出力に加算したものである。以上の
回路構成により前記電圧調節器（ＡＶＲ）４を主要素と
するフィードバック電圧制御系に対して前記除算器７に
よるフィードフォワード電圧制御系が追加されることに
なり、前記の入力電圧■。の急速な変動に対する出力電
圧Ｖ。の変動が即応的に抑制されることになる。
本発明によれば、Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータの出力電圧
を定電圧制御するフィードバック電圧制御系に対して前
記コンバータの入力電源電圧により前記出力電圧の設定
電圧を除算する除算器から成るフィードフォワード電圧
制御系を追加することにより、前記入力電源電圧の急変
に対する前記出力電圧の変動を軽減させ、更にまた前記
設定電圧の増大に対応した主回路スイッチング素子の導
通率制御を行なうことにより前記出力電圧のソフトスタ
ートが可能となる。
を定電圧制御するフィードバック電圧制御系に対して前
記コンバータの入力電源電圧により前記出力電圧の設定
電圧を除算する除算器から成るフィードフォワード電圧
制御系を追加することにより、前記入力電源電圧の急変
に対する前記出力電圧の変動を軽減させ、更にまた前記
設定電圧の増大に対応した主回路スイッチング素子の導
通率制御を行なうことにより前記出力電圧のソフトスタ
ートが可能となる。
第１図はこの発明の実施例を示す電圧制御回路の回路図
、第３図は従来技術の実施例を示す電圧制御回路の回路
図、第２図は第１図または第３図に示す回路により制御
されるＤ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータの主回路図、第４図は
第１図または第３図における前記コンバータの出力電圧
設定値の動作波形図である。 １・・・電圧設定器、２・・・ソフトスタート回路、３
・・・発振器、４・・・ＡＶＲ（電圧調節器）、５・・
・移相器、６・・・パルス分配器、７・・・除算器、Ｃ
，−Ｃ。 ・・・平滑コンデンサ、Ｄ＋、Ｄｚ・・・ダイオード、
ＧＴＯ，、ＧＴＯ２・・・ゲートターンオフサイリスタ
、Ｌ＋、Ｌｚ・・・平滑リアクトル。
、第３図は従来技術の実施例を示す電圧制御回路の回路
図、第２図は第１図または第３図に示す回路により制御
されるＤ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータの主回路図、第４図は
第１図または第３図における前記コンバータの出力電圧
設定値の動作波形図である。 １・・・電圧設定器、２・・・ソフトスタート回路、３
・・・発振器、４・・・ＡＶＲ（電圧調節器）、５・・
・移相器、６・・・パルス分配器、７・・・除算器、Ｃ
，−Ｃ。 ・・・平滑コンデンサ、Ｄ＋、Ｄｚ・・・ダイオード、
ＧＴＯ，、ＧＴＯ２・・・ゲートターンオフサイリスタ
、Ｌ＋、Ｌｚ・・・平滑リアクトル。
Claims (1)
- １）その主回路スイッチング素子に対する導通率を制御
して定電圧制御を行なうＤＣ／ＤＣコンバータの電圧制
御系において、起動信号により一定の時定数にて定常値
に達する前記コンバータの出力電圧設定値を該コンバー
タの入力直流電圧の検出値にて除算演算して前記スイッ
チング素子に対する導通率信号を出力し且つ該信号を前
記コンバータの入力直流電圧の定格値においてその出力
電圧を前記電圧設定値の定常状態における指定電圧と等
しくなすに要する値とするゲインを有する除算器を設け
、前記コンバータ出力電圧の設定値と検出値との偏差を
演算し該偏差を零となすような制御を行なう電圧調節器
の出力と前記除算器の出力との加算値を以って前記スイ
ッチング素子に対する総合導通率信号となすことを特徴
とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63209113A JPH0746899B2 (ja) | 1988-08-23 | 1988-08-23 | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63209113A JPH0746899B2 (ja) | 1988-08-23 | 1988-08-23 | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0260459A true JPH0260459A (ja) | 1990-02-28 |
| JPH0746899B2 JPH0746899B2 (ja) | 1995-05-17 |
Family
ID=16567502
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63209113A Expired - Fee Related JPH0746899B2 (ja) | 1988-08-23 | 1988-08-23 | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0746899B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6900624B2 (en) | 2001-04-05 | 2005-05-31 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | DC-DC converter with feed-forward and feedback control |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51160129U (ja) * | 1975-06-14 | 1976-12-20 |
-
1988
- 1988-08-23 JP JP63209113A patent/JPH0746899B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51160129U (ja) * | 1975-06-14 | 1976-12-20 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6900624B2 (en) | 2001-04-05 | 2005-05-31 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | DC-DC converter with feed-forward and feedback control |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0746899B2 (ja) | 1995-05-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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