JPH0260493A - 直流ブラシレスモータ - Google Patents
直流ブラシレスモータInfo
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- JPH0260493A JPH0260493A JP63182446A JP18244688A JPH0260493A JP H0260493 A JPH0260493 A JP H0260493A JP 63182446 A JP63182446 A JP 63182446A JP 18244688 A JP18244688 A JP 18244688A JP H0260493 A JPH0260493 A JP H0260493A
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- inverter
- brushless motor
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- motor
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、直流ブラシレスモータに係す、特に電機子
巻線の誘起電圧を利用して回転子の位置検出を行なう直
流ブラシレスモータに関する。
巻線の誘起電圧を利用して回転子の位置検出を行なう直
流ブラシレスモータに関する。
第７図は例えば特開昭５４−１３６６１５号公報に記載
された従来の直流ブラシレスモータである。
された従来の直流ブラシレスモータである。
図において、（１）は直流を疑似三相交流に変換するイ
ンバータであシ、三相フルブリッジ接続された６個のス
イッチング素子（第１図の例ではサイリスク）と各スイ
ッチング素子に並列に接続された環流ダイオードから成
っている。（２）は同期電動機構造を有する直流ブラシ
レスモータでアリ、三相の電機子巻線（３）および永久
磁石回転子（４）から成る。
ンバータであシ、三相フルブリッジ接続された６個のス
イッチング素子（第１図の例ではサイリスク）と各スイ
ッチング素子に並列に接続された環流ダイオードから成
っている。（２）は同期電動機構造を有する直流ブラシ
レスモータでアリ、三相の電機子巻線（３）および永久
磁石回転子（４）から成る。
（Ｉｊはローパスフィルタであり、各相部に直列に接続
された２ （ｖＡの抵抗とその中の１個の抵抗に並列に
接続されたコンデンサより成る。
された２ （ｖＡの抵抗とその中の１個の抵抗に並列に
接続されたコンデンサより成る。
各相の電機子端子電圧と中性点電圧はローパスフィルタ
鰻を介してコンパレータ（１４ａ）〜（１４ｃ）の入力
に接続されている。論理回路（Ｉ埼はコンパレータ（１
４ａ）〜（１４ｃ）の比較結果を入力とし、インバータ
（１）の制御信号を作成する。ｔｉのはスイッチング素
子駆動回路であり、論理回路α９の出力に応じてインバ
ータ（１）のスイッチング素子を０Ｎ１０ＦＦ制御する
よう構成されている。
鰻を介してコンパレータ（１４ａ）〜（１４ｃ）の入力
に接続されている。論理回路（Ｉ埼はコンパレータ（１
４ａ）〜（１４ｃ）の比較結果を入力とし、インバータ
（１）の制御信号を作成する。ｔｉのはスイッチング素
子駆動回路であり、論理回路α９の出力に応じてインバ
ータ（１）のスイッチング素子を０Ｎ１０ＦＦ制御する
よう構成されている。
次に動作について第８図を用いて説明する。
第８図は第７図に示した直流ブラシレスモータの動作波
形を表わすタイミング図である。
形を表わすタイミング図である。
第８図において、彌はインバータ（１）の１相の出力波
形を示す。
形を示す。
この波形にはスイッチング素子の切り換わシ時に生じる
転流スパイクが含まれる。Ｑυはこの駆動波形により回
転子（４）が回転した場合電機子巻線（３）に誘起され
る電圧波形である。電機子巻線（３）の端子で観測され
る電圧波形はこれらが合成されたものとなり、（ハ）の
ようになる。この端子電圧波形はローパスフィルタα罎
を通過して（ハ）のような波形になる。（２３ａ） 〜
（２３ｃ）は各相の端子電圧、 （２３ａ）は中性点
電圧がローパスフィルタ０３を通過した波形である。こ
のローパスフィルタα騰のしゃ新局波数はインバータの
出力基本周波数に対して十分低く設定されており、端子
電圧波形はほぼ正弦波状になり位相は９０゛遅れる。（
２３ａ）〜（２３ｃ ）の各々と（２３ｄ）の波形をコ
ンパレータ０４）で比較し波形整形した結果は（２４ａ
）〜（２４ｃ）に示すような波形となる。この１２０°
ずつ位相の異なった矩形波より論理回路α９はインバー
タ（１）のスイッチング素子の駆動信号（２５ａ） 〜
（２５ｆ）を作成する。（２５ａ）〜（２５ｃ ）は６
個のスイッチング素子のうち上アームに用いられている
３個の、駆動信号、 （２５ＣＬ）〜（２５ｆ）は下
アームに用いられている３個の駆動信号である。この駆
動信号に基づきスイッチング素子駆動回路（ＩＩ）はイ
ンバータ（１）のスイッチング素子を駆動し、再び■に
示す電圧波形が直流ブラシレスモータ（２）に印加され
てモータは回転を続ける。
転流スパイクが含まれる。Ｑυはこの駆動波形により回
転子（４）が回転した場合電機子巻線（３）に誘起され
る電圧波形である。電機子巻線（３）の端子で観測され
る電圧波形はこれらが合成されたものとなり、（ハ）の
ようになる。この端子電圧波形はローパスフィルタα罎
を通過して（ハ）のような波形になる。（２３ａ） 〜
（２３ｃ）は各相の端子電圧、 （２３ａ）は中性点
電圧がローパスフィルタ０３を通過した波形である。こ
のローパスフィルタα騰のしゃ新局波数はインバータの
出力基本周波数に対して十分低く設定されており、端子
電圧波形はほぼ正弦波状になり位相は９０゛遅れる。（
２３ａ）〜（２３ｃ ）の各々と（２３ｄ）の波形をコ
ンパレータ０４）で比較し波形整形した結果は（２４ａ
）〜（２４ｃ）に示すような波形となる。この１２０°
ずつ位相の異なった矩形波より論理回路α９はインバー
タ（１）のスイッチング素子の駆動信号（２５ａ） 〜
（２５ｆ）を作成する。（２５ａ）〜（２５ｃ ）は６
個のスイッチング素子のうち上アームに用いられている
３個の、駆動信号、 （２５ＣＬ）〜（２５ｆ）は下
アームに用いられている３個の駆動信号である。この駆
動信号に基づきスイッチング素子駆動回路（ＩＩ）はイ
ンバータ（１）のスイッチング素子を駆動し、再び■に
示す電圧波形が直流ブラシレスモータ（２）に印加され
てモータは回転を続ける。
従来の直流ブラシレスモータは以上のように構成されて
いるので巻線の誘起電圧が中性点電位を交差する時点よ
りこれを検出する時点はフィルタにより９０°遅れるだ
め１回転子の回転変動により交差する位相が頻繁に変わ
る場合これに即応した検出ができず位置検出が不正確に
なり、モータの駆動効率が低下する。
いるので巻線の誘起電圧が中性点電位を交差する時点よ
りこれを検出する時点はフィルタにより９０°遅れるだ
め１回転子の回転変動により交差する位相が頻繁に変わ
る場合これに即応した検出ができず位置検出が不正確に
なり、モータの駆動効率が低下する。
また、誘起電圧とインバータ出力電圧が合成された波形
に対してローパスフィルタを通しているのでインバータ
出力電圧の位相によって位置検出信号の位相が影響を受
け、特にスイッチング素子の切り換わり時に生じる転流
スパイク電圧に大きな影響を受けることが知られており
、同様に位置検出が不正確になり、モータの駆動効率お
よび制御性が低下する。
に対してローパスフィルタを通しているのでインバータ
出力電圧の位相によって位置検出信号の位相が影響を受
け、特にスイッチング素子の切り換わり時に生じる転流
スパイク電圧に大きな影響を受けることが知られており
、同様に位置検出が不正確になり、モータの駆動効率お
よび制御性が低下する。
この発明は上記のような課題を解消するためになされた
もので２回転子の回転変動による交差位相の変化をよシ
速く検出可能とし、インバータ自身の出力電圧によって
位置検出位相が影響を受けないようにして正確な位置検
出を可能とし、モータの駆動効率および制御性を向上し
た直流ブラシレスモータを得ることを目的とする。
もので２回転子の回転変動による交差位相の変化をよシ
速く検出可能とし、インバータ自身の出力電圧によって
位置検出位相が影響を受けないようにして正確な位置検
出を可能とし、モータの駆動効率および制御性を向上し
た直流ブラシレスモータを得ることを目的とする。
この発明に係る直流ブラシレスモータは、インバータ、
このインバータによって駆動される電動機、この電動機
の各相電機子巻線の端子電圧と中性点電圧を比較して、
上記インバータのスイッチング素子の転流スパイク発生
後の上記各相電機子巻線が上記インバータから開放され
ている区間に極性が反転する方形波を出力し、この方形
波を移相して回転子位置検出信号にするとともに、この
回転位置検出信号から上記電機子巻線の付勢状態と開放
状態を区別する信号を発生する第１の論理演算手段を含
む回転子位置検出信号発生手段、上記回転子位置検出信
号から上記インバータの制御信号を作る第２の論理演算
手段を備えたものである。
このインバータによって駆動される電動機、この電動機
の各相電機子巻線の端子電圧と中性点電圧を比較して、
上記インバータのスイッチング素子の転流スパイク発生
後の上記各相電機子巻線が上記インバータから開放され
ている区間に極性が反転する方形波を出力し、この方形
波を移相して回転子位置検出信号にするとともに、この
回転位置検出信号から上記電機子巻線の付勢状態と開放
状態を区別する信号を発生する第１の論理演算手段を含
む回転子位置検出信号発生手段、上記回転子位置検出信
号から上記インバータの制御信号を作る第２の論理演算
手段を備えたものである。
また、電動機各相電機子巻線の出力端にフィルタ回路を
設けフイルタリングされた端子電圧と中性点電圧を比較
する方法もある。
設けフイルタリングされた端子電圧と中性点電圧を比較
する方法もある。
この発明における直流ブラシレスモータは、インバータ
のスイッチング素子の転流スパイク発生後の各相電機子
巻線がインバータから開放された状態と上記転流スパイ
クを含む付勢状態を区別する信号に自らが発生しそれに
基づいて１回転子位置信号を発生するものであるから、
転流スパイクの影響を無くシ９回転子位置信号検出の位
相遅れを少なくするものである。
のスイッチング素子の転流スパイク発生後の各相電機子
巻線がインバータから開放された状態と上記転流スパイ
クを含む付勢状態を区別する信号に自らが発生しそれに
基づいて１回転子位置信号を発生するものであるから、
転流スパイクの影響を無くシ９回転子位置信号検出の位
相遅れを少なくするものである。
壕だ、各相電機子巻線の端子電圧をフィルタリングする
ことにより、ＰＷＭのような高調波を含むインバータ駆
動方式の場合でも、高調波の影響を受けることなく安定
な位置検出を可能にする。
ことにより、ＰＷＭのような高調波を含むインバータ駆
動方式の場合でも、高調波の影響を受けることなく安定
な位置検出を可能にする。
実施例について図面を用いて説明すると、第１図におい
て、（１）はインバータ、（２）は直流ブラシレスモー
タであり、その基本構造は第４図において説明した従来
例と同一である（ただし、インバータのスイッチング素
子の例としてバイポーラトランジスタを示している）。
て、（１）はインバータ、（２）は直流ブラシレスモー
タであり、その基本構造は第４図において説明した従来
例と同一である（ただし、インバータのスイッチング素
子の例としてバイポーラトランジスタを示している）。
（５）は直流ブラシレスモータ（２）の各相端子と中性
点間に並列に、複数個接続された抵抗群であり、各相端
子電圧を分圧している。（６ａ）〜（６Ｃ）は抵抗群（
５）により分圧された巻線端子電圧を一方の入力としコ
ンパレータ（７ａ）〜（７ｃ）の出力を他方の入力とし
て、これらを選択して出力する半導体アナログスイッチ
である。コンパレータ（７ａ）〜（７Ｃ）は前記半導体
アナログスイッチ（６ａ）〜（６Ｃ）によって選択され
た出力と電機子巻線（３）の中性点電位を比較し、結果
を矩形波にて出力する。（８）はこのコンパレータ（７
ａ）〜（７Ｃ）の出力を電気角３０°遅延する移相手段
であり。
点間に並列に、複数個接続された抵抗群であり、各相端
子電圧を分圧している。（６ａ）〜（６Ｃ）は抵抗群（
５）により分圧された巻線端子電圧を一方の入力としコ
ンパレータ（７ａ）〜（７ｃ）の出力を他方の入力とし
て、これらを選択して出力する半導体アナログスイッチ
である。コンパレータ（７ａ）〜（７Ｃ）は前記半導体
アナログスイッチ（６ａ）〜（６Ｃ）によって選択され
た出力と電機子巻線（３）の中性点電位を比較し、結果
を矩形波にて出力する。（８）はこのコンパレータ（７
ａ）〜（７Ｃ）の出力を電気角３０°遅延する移相手段
であり。
これが位置検出信号となる。（９）はこの位置検出信号
に応じて前記半導体アナログスイッチ（６ａ）〜（６Ｃ
）の入力選択信号を作成する第１の論理演算手段、 Ｑ
ｌは同じく位置検出信号に応じて前記インバータ（１）
のスイッチング素子の駆動信号を作成する第２の論理演
算手段である。０υは第２の論理演算手段Ｑｌの出力に
基づきインバータ（１）のスイッチング素子を駆動する
駆動回路である。α２は直流電源であｐ、インバータ（
１）を介して直流ブラシレスモータに電力を供給する。
に応じて前記半導体アナログスイッチ（６ａ）〜（６Ｃ
）の入力選択信号を作成する第１の論理演算手段、 Ｑ
ｌは同じく位置検出信号に応じて前記インバータ（１）
のスイッチング素子の駆動信号を作成する第２の論理演
算手段である。０υは第２の論理演算手段Ｑｌの出力に
基づきインバータ（１）のスイッチング素子を駆動する
駆動回路である。α２は直流電源であｐ、インバータ（
１）を介して直流ブラシレスモータに電力を供給する。
αｅは抵抗群（５）、半導体アナログスイッチ（６ａ）
〜（６ｃ） 、 コンパレータ（７ａ）〜（７ｃ）
、移相手段（８）、及び第１の論理演算手段からなる回
転子位置信号発生手段である。
〜（６ｃ） 、 コンパレータ（７ａ）〜（７ｃ）
、移相手段（８）、及び第１の論理演算手段からなる回
転子位置信号発生手段である。
次に動作について第２図を用いて説明する。
第２図はこの発明による直流ブラシレスモータの制御装
置の動作波形を表わすタイミング図である。第２図にお
いて、橢〜（１）は第８図で示した従来例の動作波形と
同様である。
置の動作波形を表わすタイミング図である。第２図にお
いて、橢〜（１）は第８図で示した従来例の動作波形と
同様である。
端子電圧波形（ハ）は抵抗群（５）を通過して分圧され
るが、波形は変化しない。今、仮りに半導体アナログス
イッチ（６ａ）〜（６Ｃ）が区間Ｔ１ で分圧された端
子電圧波形を選択していたとすると、その出力はこの間
にコンパレータ出力波形（７）に示すように反転する。
るが、波形は変化しない。今、仮りに半導体アナログス
イッチ（６ａ）〜（６Ｃ）が区間Ｔ１ で分圧された端
子電圧波形を選択していたとすると、その出力はこの間
にコンパレータ出力波形（７）に示すように反転する。
区間Ｔ２ で選択をコンパレータ（７ａ）〜（７ｃ）の
出力に切り換えると正帰還がかかった形になり、コンパ
レータ（７ａ）〜（７Ｃ）はその出力状態を保持する。
出力に切り換えると正帰還がかかった形になり、コンパ
レータ（７ａ）〜（７Ｃ）はその出力状態を保持する。
さらにその後１区間Ｔ６で再び分圧された端子電圧波形
を選択したとすると、再びこの区間内で出力は反転する
。すなわち、半導体アナログスイッチ（６ａ）〜（６Ｃ
）が各相にインバータ（１１の出力が印加されていると
きは、コンパレータ（７ａ）〜（７ｃ）の出力を選択し
、電機子巻線端子が開放されているときは端子電圧波形
を選択するように制御したとするとコンパレータ（７ａ
）〜（７Ｃ）のうち１相の非反転入力波形は翰のように
なシ出力は（至）のようになる。コンパレータ（７ａ）
〜（７Ｃ）の出力波形を移相手段（８）により電気角３
０°遅延した波形を（５１ａ） 〜（３１ｃ）に示す。
を選択したとすると、再びこの区間内で出力は反転する
。すなわち、半導体アナログスイッチ（６ａ）〜（６Ｃ
）が各相にインバータ（１１の出力が印加されていると
きは、コンパレータ（７ａ）〜（７ｃ）の出力を選択し
、電機子巻線端子が開放されているときは端子電圧波形
を選択するように制御したとするとコンパレータ（７ａ
）〜（７Ｃ）のうち１相の非反転入力波形は翰のように
なシ出力は（至）のようになる。コンパレータ（７ａ）
〜（７Ｃ）の出力波形を移相手段（８）により電気角３
０°遅延した波形を（５１ａ） 〜（３１ｃ）に示す。
波形（３１ａ）〜（３１ｃ）をもとに第１の論理演算手
段（９）は（３２ａ）〜（３２ｃ）のような、半導体ア
ナログスイッチ（６ａ）〜（６ｃ）の選択信号を作成す
る。波形が１−Ｈ」レベルのときは分圧された巻線端子
電圧を選択し。
段（９）は（３２ａ）〜（３２ｃ）のような、半導体ア
ナログスイッチ（６ａ）〜（６ｃ）の選択信号を作成す
る。波形が１−Ｈ」レベルのときは分圧された巻線端子
電圧を選択し。
ｒＬＪレベルのときはコンパレータ（７ａ）〜（７ｃ）
の出力を選択する。
の出力を選択する。
第３図に論理演算手段（９）の回路の一例を示す。
例えば波形（３２ａ）を得るには波形（５１ａ）と（３
１１））の排他的論理和四をとり、転流スパイクが消滅
する時間分の遅延を得るためには抵抗、コンデンサおよ
びダイオードから成る遅延回路０υを介し反転器（６）
で波形整形すればよい。波形（６２ｂ）と（３２ｃ）も
同様に得られる。
１１））の排他的論理和四をとり、転流スパイクが消滅
する時間分の遅延を得るためには抵抗、コンデンサおよ
びダイオードから成る遅延回路０υを介し反転器（６）
で波形整形すればよい。波形（６２ｂ）と（３２ｃ）も
同様に得られる。
第２図に戻って、入力選択信号（５２ａ）〜（３２ｃ）
によって選択された入力は各相にインバータ（１）の出
力が印加されている区間はコンパレータ（７ａ）〜（７
Ｃ）の出力、電機子巻線端子が開放されている区間は分
圧された電機子巻線端子電圧になっており前記の仮定に
矛盾しない。
によって選択された入力は各相にインバータ（１）の出
力が印加されている区間はコンパレータ（７ａ）〜（７
Ｃ）の出力、電機子巻線端子が開放されている区間は分
圧された電機子巻線端子電圧になっており前記の仮定に
矛盾しない。
また波形（３１ａ）〜（５１ｃ）より第２の論理演算回
路ａ１は（５５ａ） 〜（３３ｆ）のようなインバータ
ｆｌ）のスイッチング素子の駆動信号を作成する。（５
５ａ ）〜（３５ｃ ）は上アームのスイッチング素子
、 （ＸＳａ）〜（ｓ３ｆ）は下アームのスイッチン
グ素子を駆動する信号波形であり、「Ｈ」レベルのとき
素子はＯＮ。
路ａ１は（５５ａ） 〜（３３ｆ）のようなインバータ
ｆｌ）のスイッチング素子の駆動信号を作成する。（５
５ａ ）〜（３５ｃ ）は上アームのスイッチング素子
、 （ＸＳａ）〜（ｓ３ｆ）は下アームのスイッチン
グ素子を駆動する信号波形であり、「Ｈ」レベルのとき
素子はＯＮ。
ｒＬＪレベルのときＯＦＦであることを示している。
第４図に第２の論理演算手段０１の回路構成の一例を示
す。
す。
例えば波形（＋５ａ）を得るには波形（３１ｂ）の論理
を反転器（至）で反転し、この出力と（５１ａ）の論理
積＠尋をとればよい。波形（ｓ３ｂ）〜（ｓｓｒ）も同
様にして得られる。
を反転器（至）で反転し、この出力と（５１ａ）の論理
積＠尋をとればよい。波形（ｓ３ｂ）〜（ｓｓｒ）も同
様にして得られる。
第５図はこの発明の他の実施例を示す直流ブラシレスモ
ータの回路構成図であり、αηは直流ブラシレスモータ
（２）の各相端子と中性点間に並列に接続された抵抗と
その中の１つの抵抗と並列に接続されたフィルタ回路で
あり、各相端子電圧を分圧し、かつフィルタリングして
いる。このフィルタ回路のしゃ断層波数は、ＰＷＭ波形
のキャリア周波数に対しては十分な減衰量を持ち、イン
１＜−タの出力基本周波数に対しては位相遅れのないよ
うに設定する。
ータの回路構成図であり、αηは直流ブラシレスモータ
（２）の各相端子と中性点間に並列に接続された抵抗と
その中の１つの抵抗と並列に接続されたフィルタ回路で
あり、各相端子電圧を分圧し、かつフィルタリングして
いる。このフィルタ回路のしゃ断層波数は、ＰＷＭ波形
のキャリア周波数に対しては十分な減衰量を持ち、イン
１＜−タの出力基本周波数に対しては位相遅れのないよ
うに設定する。
第６図は第５図の直流ブラシレスモータの制御装置の動
作波形を表わすタイミング図であり、第６図の■〜（ハ
）は第２図で示した動作波形に対応する波形であるが、
ＰＷＭ方式のインバータを用いて駆動した場合について
示している。これらが合成された端子電圧波形がフィル
タ回路αηを通過した波形が（至）で、ＰＷＭ信号によ
る高調波はほぼ除去され、ｔ２３以降の波形は第２図と
同じである。
作波形を表わすタイミング図であり、第６図の■〜（ハ
）は第２図で示した動作波形に対応する波形であるが、
ＰＷＭ方式のインバータを用いて駆動した場合について
示している。これらが合成された端子電圧波形がフィル
タ回路αηを通過した波形が（至）で、ＰＷＭ信号によ
る高調波はほぼ除去され、ｔ２３以降の波形は第２図と
同じである。
なお、上記二つの実施例ではインバータ（１）のスイッ
チング素子としてバイポーラトランジスタを示しだが、
ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴなど他（７）、Ｘイツチング
素子を用いても良い。また第１ないし第２の論理演算手
段の例として、論理演算素子等を用いてハードウェアに
て構成した回路を示したが、マイコン等を用いてソフト
ウェアにより実現することも可能であり、上記実施例と
同様の効果が得られるものである。
チング素子としてバイポーラトランジスタを示しだが、
ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴなど他（７）、Ｘイツチング
素子を用いても良い。また第１ないし第２の論理演算手
段の例として、論理演算素子等を用いてハードウェアに
て構成した回路を示したが、マイコン等を用いてソフト
ウェアにより実現することも可能であり、上記実施例と
同様の効果が得られるものである。
この発明はインバータ、このインバータによって駆動さ
れる電動機、この電動機の各相電機子巻線の端子電圧と
中性点電圧を比較して、上記インバータのスイッチング
素子の転流スパイク発生後の上記各相電機子巻線が上記
インバータから開放されている区間に極性が反転する方
形波を出力し。
れる電動機、この電動機の各相電機子巻線の端子電圧と
中性点電圧を比較して、上記インバータのスイッチング
素子の転流スパイク発生後の上記各相電機子巻線が上記
インバータから開放されている区間に極性が反転する方
形波を出力し。
この方形波を移相して回転子位置検出信号にするととも
に、この回転子位置検出信号から上記電機子巻線の付勢
状態と開放状態を区別する信号を発生する第１の論理演
算手段を含む回転子位置検出信号発生手段、上記回転子
位置検出信号から上記インバータの制御信号を作る第２
の論理演算手段を備えた構成としたので位置検出信号を
得るのにインバータ自身が出力している電圧の影響を除
くことができる位置検出精度が向上すると共に遅延を小
さくしたので回転子の回転変動によって電機子巻線端子
電圧と中性点電位との交差位相が変化してもより早く変
化に追従した位置検出信号が得られ位置検出精度が向上
し、ひいてはモータ駆動効率、制御性が向上する効果が
得られる。
に、この回転子位置検出信号から上記電機子巻線の付勢
状態と開放状態を区別する信号を発生する第１の論理演
算手段を含む回転子位置検出信号発生手段、上記回転子
位置検出信号から上記インバータの制御信号を作る第２
の論理演算手段を備えた構成としたので位置検出信号を
得るのにインバータ自身が出力している電圧の影響を除
くことができる位置検出精度が向上すると共に遅延を小
さくしたので回転子の回転変動によって電機子巻線端子
電圧と中性点電位との交差位相が変化してもより早く変
化に追従した位置検出信号が得られ位置検出精度が向上
し、ひいてはモータ駆動効率、制御性が向上する効果が
得られる。
また、各相電機子巻線の出力端にフィルタ回路を設けフ
イルタリングされた端子電圧と中性点電圧を比較する方
法により、インバータがＰＷＭ方式の駆動波形であって
もフィルタ回路によシキャリア分が除去されるため、安
定して回転子の位置検出ができるという効果を奏する。
イルタリングされた端子電圧と中性点電圧を比較する方
法により、インバータがＰＷＭ方式の駆動波形であって
もフィルタ回路によシキャリア分が除去されるため、安
定して回転子の位置検出ができるという効果を奏する。
第１図はこの発明の一実施例による直流ブラシレスモー
タを示す回路構成図、第２図はこの発明の一実施例によ
る直流ブラシレスモータの制御装置の動作波形を示すタ
イミング図、第３図は第１の論理演算手段の一実施例を
示す回路図、第４図は第２の論理演算手段の一実施例を
示す回路図。 第５図はこの発明の他の実施例による直流ブラシレスモ
ータを示す回路構成図、第６図は同制御装置の動作波形
を示すタイミング図、第７図は従来の直流ブラシレスモ
ータを示す回路構成図、第８図は従来の直流ブラシレス
モータの制御装置の動作波形を示すタイミング図である
。 図において、（１）はインバータ、（２）は電動機、（
３）は電機子巻線、（９）は第１の論理演算手段、ＯＩ
は第２の論理演算手段、 （ＵＳは回転子位置信号発生
手段。 αηはフィルタ回路である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
タを示す回路構成図、第２図はこの発明の一実施例によ
る直流ブラシレスモータの制御装置の動作波形を示すタ
イミング図、第３図は第１の論理演算手段の一実施例を
示す回路図、第４図は第２の論理演算手段の一実施例を
示す回路図。 第５図はこの発明の他の実施例による直流ブラシレスモ
ータを示す回路構成図、第６図は同制御装置の動作波形
を示すタイミング図、第７図は従来の直流ブラシレスモ
ータを示す回路構成図、第８図は従来の直流ブラシレス
モータの制御装置の動作波形を示すタイミング図である
。 図において、（１）はインバータ、（２）は電動機、（
３）は電機子巻線、（９）は第１の論理演算手段、ＯＩ
は第２の論理演算手段、 （ＵＳは回転子位置信号発生
手段。 αηはフィルタ回路である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (2)
- （１） インバータ、このインバータによつて駆動され
る電動機、この電動機の各相電機子巻線の端子電圧と中
性点電圧を比較して、上記インバータのスイツチング素
子の転流スパイク発生後の上記各相電機子巻線が上記イ
ンバータから開放されている区間に極性が反転する方形
波を出力し、この方形波を移相して回転子位置検出信号
にするとともに、この回転子位置検出信号から上記電機
子巻線の付勢状態と開放状態を区別する信号を発生する
第１の論理演算手段を含む回転子位置検出信号発生手段
、上記回転子位置検出信号から上記インバータの制御信
号を作る第２の論理演算手段を備えた直流ブラシレスモ
ータ。 - （２） 電動機各相電機子巻線の出力端にフイルタ回路
を設けフイルタリングされた端子電圧と中性点電圧を比
較することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の直
流ブラシレスモータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63182446A JPH0260493A (ja) | 1988-05-31 | 1988-07-21 | 直流ブラシレスモータ |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13353988 | 1988-05-31 | ||
| JP63-133539 | 1988-05-31 | ||
| JP63182446A JPH0260493A (ja) | 1988-05-31 | 1988-07-21 | 直流ブラシレスモータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0260493A true JPH0260493A (ja) | 1990-02-28 |
Family
ID=26467862
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63182446A Pending JPH0260493A (ja) | 1988-05-31 | 1988-07-21 | 直流ブラシレスモータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0260493A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02179295A (ja) * | 1988-12-28 | 1990-07-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ブラシレスモータの駆動装置 |
| JPH0454893A (ja) * | 1990-06-20 | 1992-02-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無整流子直流電動機 |
| JPH0638580A (ja) * | 1992-07-21 | 1994-02-10 | Mitsubishi Electric Corp | 直流ブラシレスモータの駆動回路 |
| US7049777B2 (en) * | 2003-10-29 | 2006-05-23 | Favess Co., Ltd. | Motor control device and motor control method |
| JP2011229295A (ja) * | 2010-04-20 | 2011-11-10 | Amano Corp | 直流モータ保護装置 |
| JP2013526260A (ja) * | 2010-05-03 | 2013-06-20 | デルタ ティー コーポレーション | シーリングファン |
| USD812006S1 (en) | 2015-10-09 | 2018-03-06 | Delta T Corporation | Fan motor |
-
1988
- 1988-07-21 JP JP63182446A patent/JPH0260493A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02179295A (ja) * | 1988-12-28 | 1990-07-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ブラシレスモータの駆動装置 |
| JPH0454893A (ja) * | 1990-06-20 | 1992-02-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無整流子直流電動機 |
| JPH0638580A (ja) * | 1992-07-21 | 1994-02-10 | Mitsubishi Electric Corp | 直流ブラシレスモータの駆動回路 |
| US7049777B2 (en) * | 2003-10-29 | 2006-05-23 | Favess Co., Ltd. | Motor control device and motor control method |
| JP2011229295A (ja) * | 2010-04-20 | 2011-11-10 | Amano Corp | 直流モータ保護装置 |
| JP2013526260A (ja) * | 2010-05-03 | 2013-06-20 | デルタ ティー コーポレーション | シーリングファン |
| USD812006S1 (en) | 2015-10-09 | 2018-03-06 | Delta T Corporation | Fan motor |
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