JPH0261177B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 本発明は磁気増幅器に関するものである。

近時、フオワードコンバータの多出力回路の制
御は磁気増幅器による制御が一般化しつつある。
しかるに、従来、スイツチングレギユレータに用
いられる磁気増幅器の可飽和リアクトルはニツケ
ルまたはコバルトを主材料とした薄膜を積層した
所の高角型比をもつコアに導線を巻回して構成さ
れるのが普通であつた。しかしこれは、極めて高
価格であることがこの方式の最大の難点であつ
た。

本発明は安価なフエライト等のコアを利用した
磁気増幅器を得ることを目的としたものである。

「従来の技術」 従来、磁気増幅器を用いたスイツチングレギユ
レータは第９図のように示され、この回路の基本
形は第１０図のように構成される。この第１０図
において、負の半サイクル時（第１１図のT₁〜
T₂時）には、第１０図に点線で示すように制御
部１、ダイオード２、可飽和リアクトル３、トラ
ンス４の２次巻線５からなるリセツト回路を通じ
て電流が流れ、可飽和リアクトル３の磁束は第１
２図のφrのようにリセツトされる。第１２図の
Ｂ−Ｈループにおいて、 φr＝∫^T2 _T1（Vi−Vc）dt がリセツト量であり、これはリセツト回路に設け
られた制御部１の電圧Vcによつて制御される。

つぎに、正の半サイクル（第１１図のT₂〜T₄）
時において、φg＝φrとなるまで磁束がセツトさ
れれば可飽和リアクトル３はこのT₃時点におい
て飽和し、T₃−T₄間に電流Imaが整流用ダイオ
ード６を通して出力側へ出力される。

以上を総括すればリセツト回路に直列に設けら
れた制御部１によつてリセツト動作が行われるも
のである。

「発明が解決しようとする問題点」 以上の従来の方式の欠点は第１２図のように屈
折点が第２象限にあるような高角型比をもつたコ
アを用いないと理想的な動作が行われないことで
ある。これが、第１３図のように屈折点が第１象
限にあるようなBHループをもつフエライト等の
コアを用いた場合においてはリセツト用電圧を何
等加えなくても負の半サイクル時に電流Imaが零
に戻るまでにφdの磁束量がリセツトされ、正電
圧印加時φd′＝φdと等量となる第１４図のT₃′時
において初めてコアは飽和してT₃′→T₄時に電流
Imaが出力される。T₂−T₃′はいわゆるデツドタ
イムと呼ばれ制御不能領域であり、僅かにT₃′−
T₄間のみの制御が可能であるが、この状態では
実際上使用不能に近いと言わざるを得ない。フエ
ライトコアの安価性からみて、この角型比を高め
る磁気増幅器への応用の努力が種々なされていい
るが、フエライト材の特質からみて屈折点をやや
急峻には出来ても第１２図のように第２象限に移
すことは困難である。この屈折点が第１３図のよ
うに第１象限にある限り第１４図に示した特性を
改善することは不可能であつた。

「問題点を解決するための手段」 以上の難点を克服するための本発明の要旨は第
１図のように可飽和リアクトル３の磁束のリセツ
ト回路７を、可飽和リアクトル３と並列に設けた
ことである。すなわち、ダイオード８、制御部９
の直列回路を主体としたリセツト回路７を可飽和
リアクトル３の両端に並列に結合してなるもので
ある。

「作用」 動作原理を、第２図，第３図および第４図につ
いて説明する。

第３図のT₁時において入力電圧Viが反転する
と可飽和リアクトル３を流れる電流Imaは出力に
対して消滅するが制御部９、ダイオード８を通じ
て可飽和リアクトル３内を還流し、同時に可飽和
リアクトル３の負の半波時の電圧は制御部９の電
圧Vcによつて拘束される（ダイオード８の電圧
降下を零と仮定する）。このとき還流する電流Ir
は第３図のようにT₁時において最大で、後は第
４図のように磁束の変化が第１象限にある間は微
小であるが継続する。

第４図においてT₂時点が第２象限に出る場合
があるときは微小のリセツト回路を設け電流
Ir′を流しておくこともあるが、通常のフエライ
トコアの可飽和リアクトルの場合はほとんど自分
自身の電磁エネルギによつてリセツトが行われ
る。通常、電圧Vcはトランジスタ等によつて構
成された制御素子９によつて得られるが、実用回
路においてこのトランジスタを制御することによ
つて最終目的が達成される。

「実施例」 以下、本発明の磁気増幅器をスイツチングレギ
ユレータに利用した実施例を第１図ないし第８図
の図面に基づき説明する。

１０は直流入力電源で、この直流入力電源１０
の両端間には、トランス４の１次巻線１１とスイ
ツチング素子としてのFET１２が直列に結合さ
れている。

前記トランス４の２次巻線５には、可飽和リア
クトル３、整流用ダイオード６、転流ダイオード
１３、平滑用リアクトル１４、コンデンサ１５、
誤差検出回路１６が結合される。さらに出力端子
１７，１８が設けられている。また、前記誤差検
出回路１６は、出力電圧Voを検出する分圧抵抗
１９、基準電圧を設定するツエナーダイオード２
０およびこれらの電圧を比較するトランジスタ２
１とで構成されている。

前記可飽和リアクトル３と並列に、整流用ダイ
オード８、制御素子としてのトランジスタ９、さ
らに必要に応じて微少のインダクタンス素子２２
を直列に接続したリセツト回路７を挿入する。こ
のリセツト回路７のトランジスタ９のベースには
前記誤差検出回路１６と抵抗２３を介して結合さ
れ、また、トランジスタ９のベース、エミツタ間
にはダイオード２が挿入され、ベース、コレクタ
間には抵抗２４が挿入されている。

つぎに、本発明の各部の動作を定性的に説明す
る。

ツエナーダイオード２０、トランジスタ２１お
よび分圧抵抗１９によつて構成される誤差検出回
路１６の出力電流Icは、最終出力電圧Voの増加
とともに増大する。しかるときはトランジスタ９
のベースとコレクタ間に設けられた抵抗２４によ
るベース電流は減少しトランジスタ９は高抵抗と
なり、このトランジスタ９のエミツタ、コレクタ
間の印加電圧Vcは増大する。すると、第３図に
示すようにリセツト電圧は増大し、T₂→T₃間は
増大し、導通角T₃→T₄は減少して出力電圧Voを
減小せしめる方向に動作する。

最終出力電圧Voが減小しようとするときはこ
の逆でT₃→T₄が増大するよう全体のフイードバ
ツク作用が行われる。

つぎに、第１図の回路において、入力電源１０
の電圧Viが100V、変換周波数が約200KHzのフオ
ワードコンバータに応用した実施例についてさら
に具体的に説明する。

第５図は第１図における出力が15V、1Aとし
たときのFET１２の電圧と電流である。

第６図は可飽和リアクトル３のコアとしては一
般に多用されている商品名、TDKH_7C1のＴ−５
（内径５mm、外径10mm、厚さ2.5mm）のものに30回
の巻線を施こしたものを第９図の従来回路に利用
したときの特性であるが、第１３図および第１４
図について説明したようにデツドアングルが大き
くて5V位しか出力せず目的の15Vは得られない
ことが伴る。

第７図は本発明による第１図の回路に応用した
ときの特性である。この特性図からも明らかなよ
うに、可飽和リアクトル３の印加電圧Vmaは第
３図とはやや異なるが第８図の電圧Vmaのよう
にリセツト電圧は抑制されて、導通角が充分得ら
れ、出力15Vが得られた。また本発明によれば従
来方式に比べて出力が得られたのみならず、第７
図のように磁束の変化量φも少なくそほBHルー
プの面積も減少し、このことはそのまま可飽和リ
アクトル３による電力損失と発熱の減少をもたら
すものである。

第６図および第７図において、d₁とd₁，d₂と
d₂，d₃とd₃，d₄とd₄はそれぞれ波高が同一である
ことを示すものである。

また第８図のリセツト電流Irは少しくトランジ
スタ９部分における電力損失をもたらすが、可飽
和リアクトル３の損失の減少と比べて、極めて少
ないものである。ちなみに、入力から出力までの
全体の能率は78％であり、さらに出力は15V、
2Aまで実用上可能であつた。

なお、第１図において、リセツト回路７中に、
100μH程度の微少のインダクタンス素子２２を挿
入することによつて、第８図に示したリセツト電
流Irのピーク値は著しく減少し、トランジスタ９
の電力負担も低減し、全体の能率をさらに向上さ
せるものである。

前記実胞例では可飽和リアクトル３のコアをフ
エライトとしたが、これに限られるものではな
い。

「発明の効果」 本発明は上述のように構成したので、つぎのよ
うな効果を有する。

(1) 可飽和リアクトルのコアは、屈折点が第２象
限にあるような高角型を用いなくとも、リセツ
ト電圧は抑制されて導通角が充分得られ、した
がつて目的の電圧を得ることができる。

(2) 可飽和リアクトルのコアはフエライト等のよ
うな極めて安価な（高角型の約10分の１）もの
を用いることができ、回路全体としても安価に
なる。

(3) 磁束の変化量が少なく、そのBHループの面
積も減少し、このことは可飽和リアクトルによ
る電力損失と発熱が減小する。

(4) 入力から出力までの全体の能率を大巾に向上
できる。

(5) リセツト回路に微少のインダクタンス素子を
挿入すると、リセツト電流のピーク値が著しく
減少し、制御用トランジスタの電力負担も低減
し、全体の能率がさらに向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による磁気増幅器を用いたスイ
ツチングレギユレータの一実施例を示す電気回路
図、第２図は本発明による磁気増幅器の基本回路
図、第３図は第２図の回路における電圧と電流の
波形図、第４図はＢ−Ｈ特性図、第５図はFET
の電圧と電流の波形図、第６図は従来の回路によ
る場合の各部の波形図、第７図は本発明回路によ
る場合の各部の波形図、第８図は本発明回路の電
圧と電流の波形図、第９図は従来のスイツチング
レギユレータを示す電気回路図、第１０図は従来
の磁気増幅器の基本回路図、第１１図は第１０図
の回路における電圧と電流の波形図、第１２図は
高角型のＢ−Ｈ特性図、第１３図はフエライトコ
アのＢ−Ｈ特性図、第１４図は従来の回路の電圧
と電流の波形図である。 １……制御部、２……整流用ダイオード、３…
…可飽和リアクトル、４……トランス、５……２
次巻線、６……整流用ダイオード、７……リセツ
ト回路、８……整流用ダイオード、９……制御素
子としてのトランジスタ、１０……直流入力電
源、１１……１次巻線、１２……開閉素子として
のFET、１３……転流用ダイオード、１４……
平滑用リアクトル、１５……平滑用コンデンサ、
１６……誤差検出回路、１７，１８……出力端
子、１９……分圧抵抗、２０……ツエナーダイオ
ード、２１……トランジスタ、２２……インダク
タンス素子、２３……抵抗、２４……抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 可飽和リアクトルと整流用ダイオードを主体
   として構成された電圧制御型の磁気増幅器におい
   て、前記可飽和リアクトルの両端に、整流用ダイ
   オードと制御素子とを直列に接続したリセツト回
   路を結合してなり、前記制御素子の制御により可
   飽和リアクトルの磁束リセツトを加減するように
   したことを特徴とする磁気増幅器。 ２ フオワードコンバータの２次巻線に可飽和リ
   アクトル、整流用ダイオード、平滑用リアクト
   ル、コンデンサを接続し、誤差検出回路で検出し
   た出力電圧の誤差信号によつて前記可飽和リアク
   トルの磁束リセツト量を加減して直流出力電圧の
   制御をするようにしたスイツチングレギユレータ
   において、前記可飽和リアクトルと並列に、整流
   用ダイオードと制御素子を直列に接続したリセツ
   ト回路を接続し、前記制御素子を直流出力端子に
   設けられた誤差検出回路に接続してなることを特
   徴とする磁気増幅器。 ３ リセツト回路は、制御素子と整流用ダイオー
   ドに、さらに微少のインダクタンス素子を直列に
   挿入してなる特許請求の範囲第１項または第２項
   記載の磁気増幅器。 ４ 制御素子はトランジスタからなる特許請求の
   範囲第１項，第２項または第３項記載の磁気増幅
   器。