JPH0265491A - カラーテレビジョンチャンネル用の周波数変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、無線周波数アンテナまたはケーブルの信号と
して受信される信号を有し、ビデオチャンネルおよびビ
デオチャンネルからの周波数において分離されている１
つ以上の音響チャンネルを含むカラーテレビジョンチャ
ンネル用の周波数変換回路に関する。ビデオチャンネル
は、例えばＰＡＬまたはＮＴＳＣの各カラーテレビジョ
ン標準方式の複合カラー信号を含み、２つの音響チャン
ネルが存在する場合には、それらはいずれのヨーロッパ
ステレオ標準方式による周波数変調テレビジョンステレ
オ音響を含み、一方米国では例えばステレオ音響信号が
ただ１つの音響チャンネルに含まれてもよい。

［従来技術］ カラーテレビジョン受像機における周波数変換は、一般
的に種々の信号成分がベースバンドに変換される約３３
Ｍ　Ｈｚ乃至４０ＭＨｚの一定の中間周波帯に受信され
るカラーテレビジョンチャンネルを変換するチューナに
よって行われる。

この通常のＩＦ変換の他に、ローまたはゼロＩＦ変換と
呼ばれる方法があり、無線信号はＩＦ変換を使用せずに
ベースバンドまたは非常に低い周波帯に直接変換される
。ミキサ信号が低い周波数でクアドラチュア信号対であ
るように、無線信号は無線周波信号の範囲において一定
の周波数を有するクアドラチュア信号対によって変換さ
れる。

所望のサイドバンドが、位ネロ方法または″第３の”方
法のような単一サイドバンドシステムで使用される種々
の方法によってこのクアドラチュア信号対からベースバ
ンドにおいて分離されることができる。

良く知られているように、この分離は適切な結合回路に
より修正されたクアドラチュア信号対を加算または減算
することによって達成される。位相方法において、クア
ドラチュア信号対の１つの信号はこの結合回路の前に位
相において９０″　シフトされ、第３の方法ではクアド
ラチュア信号対は第２のクアドラチュア変換を実行され
る。隣接する信号を分離するために、結合された信号が
供給されるローパスフィルタだけが両方の場合に必要で
ある。

［発明の解決すべき課題］ テレビジョン信号の場合において、クアドラチュア信号
バスにおける非対称性および位を目エラーがテレビジョ
ンスクリーンにモアレを生成するため、このような直接
周波数変換は臨界的である。

これは主にＲＦ倍信号おける高い画像・キャリア内容に
よるものである。それはこの内容が通常単一サイドバン
ド変換中に十分に抑制されておらず、したがってビデオ
信号内の一定周波数のスプリアス信号として再生期間中
に観察されるためである。

デジタル化が信号バス中においてできるだけ早く発生す
るデジタル信号処理による改冴方法が実行され、それに
よって経年変化、温度変動、設定および干渉によるクア
ドラチュア信号バス中の変化をかなり防ぐことができる
。さらに、整列されないアナログ形態ではほとんど実現
することができない厳密に限定された回路がデジタル的
に実行されることができる。

関連する音響信号を含むカラーテレビジョン信号用のこ
のような周波数変換回路は、ＥＰ−Ａ２１３２２２号明
細書（−Ｉｔｓ　４７１０８１４−　ＩＴＴのＧ、Ｇ、
Ｇａ５５ｏ＋ａｎｎ　１１８−１１１−１．４−５−３
−２　）　ｌこｌｃ！載されている。その特許明ｍ書の
第２図は、２つのアナログデジタル変換器によってデジ
タル化されビデオ信号処理回路に供給されたクアドラチ
ュア出力信号を有し、デジタル化された複合カラー信号
を伝送するローＩＦ変換器を示す。デジタル化されたク
アドラチュア信号対はまた結合ステージを通じて低周波
数に２つの音響チャンネルを変換し、それらを互いに分
離する音響処理ステージに供給される。局部発振器の周
波数は画像キャリアと色サブキャリアのほぼ中間に存在
するので、ビデオ信号において可視スプリアス信号が残
留画像キャリアによって４．４ＭＨｚに形成される。

したがって、本発明の目的は再生された画像における妨
害をさらに抑制するカラーテレビジョンチャンネル用の
改善された周波数変換回路を提供することである。本発
明をさらに発展することによって、もし存在するならば
２つの音響チャンネルは最も簡単な方法で分離されるこ
とができる。

［課題解決のための手段〕 本発明は一方で訂正ステージによってデジタル化された
クアドラチュア信号対から全てのクアドラチュア信号エ
ラーをできるだけ取除き、他方でビデオチャンネルと音
響チャンネルまたは第１の音響チャンネルとの間の信号
のない周波数範囲に残留画像キャリアによって発生され
たスプリアス信号を位置させ、その結果スプリアス信号
が付加的フィルタ手段によって選択的に抑制されること
ができるという考えに基いている。

［実施例］ 全ての図面は、ヨーロッパテレビジョンステレオ音響標
準方式によるステレオ音響チャンネルを具備したＰＡＬ
標準方式に関する。米国におけるもののように１つの音
響チャンネルだけが伝送される場合、第２の音響チャン
ネルに必要なサブ回路は省かれることができる。

第１図のブロック図において、ＲＦテレビジョンチャン
ネルｆｋを受信するアンテナａｒは予め内部バンドパス
フィルタによる組選択を行い、アンテナ信号を高いレベ
ルに増幅し、後続するローＩＦ変換器ｚｚにそれをＲＦ
倍信号ｆとして供給する前増幅器ｖｖの入力に接続され
る。

ローＩＦ変換器２２において、ＲＦ倍信号ｆに含まれる
テレビジョンチャンネルｆｋはベースバンドまたは低周
波数バンドに変換される。これは、局部発振器Ｏ５によ
り発生され、ＲＦｍ号ｈｆを供給される信号入力を具備
した第１のＨＦミキサｈｍｌおよび第２のＨＦミキサｈ
ｍ２の変換信号入力にそれぞれ供給された第１の変換信
号に１および第２の変換信号に２によって行われる。２
つの変換信号ｋｌ、に２はクアドラチュア（９０’の位
相差）にある。以下において、第１の変換信号に１は余
弦波信号であると仮定し、第２の変換信号に２は正弦波
信号であるとする。したがって、ダウン変換されたテレ
ビジョンチャンネル用の第１および第２のＩＦミキサｈ
ｍｌ、ｈｍ２は同位相信号パスおよびクアドラチュア信
号パスのそれぞれの始めの部分を形成する。

第１および第２のＨＦミキサｈｍｌ、ｈｍ２は、それぞ
れ第１のアナログ増幅器ｖ１および第２のアナログ増幅
器Ｖ２にそれぞれ接続されている出力を有する第１のア
ナログローパスフィルタｔｐｌおよび第２のアナログロ
ーパスフィルタｔｐ２によって後続される。粗く限定さ
れることだけが必要なこれら２つのアナログローパスフ
ィルタの各パスバンドはＲＦテレビジョンチャンネルｆ
ｋの帯域幅の１．５倍よりも僅かに大きい。これは、第
３図においてｄｐで示されたパスバンドによって示され
ている。応答曲線の厳密に限定された傾斜による実際の
フィルタリングはデジタル化の後、すなわちビデオステ
ージＶＳおよび音響変換ステージｔｓに含まれるデジタ
ルローパスフィルタにおいてのみ行なわれる。

仮定された例において、すなわちＰＡＬカラーテレビジ
ョン標準方式において、局部発振器の周波数、およびし
たがって２つの変換信号ｋｌ。

ｋ２の周波数は第２ｂ図を参照すると各画像キャリアｂ
ｔの周波数の上方の２．６ＭＨｚである。この周波数の
値は、約５　Ｍ　Ｈｚにおけるビデオチャンネルｆｋの
標準バンドの上限と、約５．４ＭＨｚにおける第１の音
響チャンネルｅｋｌの標準バンドの下限との中間に位置
された仮想周波数を仮定することから得られる。この仮
想周波数と関連する画像キャリアｂｔとの間の距離は数
２で分割されなければならない。結果は各画像キャリア
ｂｔに関する局部発振器Ｏ５の周波数オフセットを表す
。ＮＴＳＣカラーテレビジョン標準方式において、第２
ｂ図によると２．１７ＭＨｚの周波数オフセット値が局
部発振器に対して得られる。

ローＩＦ変換器ｚｚからの出力信号すなわちアナログ同
位相信号ｉおよびアナログクアドラチュア信号ｑはデジ
タル同位相信号ｉｄおよびデジタルクアドラチュア信号
ｑｄをそれぞれ形成するように第１および第２のアナロ
グデジタル変換器Ｗｌ、Ｗ２によってデジタル化される
。もちろん、変換速度は信号周波数に関して十分に高く
、第１および第２のアナログローパスフィルタｔｐｌ。

ｔｐ２かアンチアリアシングフィルタとして機能するこ
とが保証される。予備選択の質、２つのＨＦミキサの特
性、および２つの変換信号の高調波含有量は、使用可能
なバンド内で発生されるスプリアス信号がないように互
いに調整されなければならない。

デジタル化にもかかわらず、アナログローＩＦ変換器２
２において歪みがすでにアナログクアドラチュア信号対
ｌ、ｑの中で発生し、２つのアナログデジタル変換器ｗ
ｌ、ｗ２におけるエラーによってさらに増加されるため
、テレビジョンチャンネルの画像および音響再生はまだ
満足できるものではない。したがって、デジタルクアド
ラチュア信号対ｉｄ、ｑｄは画像および音響再生を損な
うオフセット、位相および振幅のエラーを含む。

これらのエラーは、第１図におｊノるブロックによって
表され、第６図中の詳細なブロック図に示された訂正ス
テージＣＵによって取除かれる。

テレビジョンチャンネルを含むクアドラチュア変調信号
対のための別の訂正ステージは・例えばＥ　Ｐ−Ａ２３
７５９０号明細書（−１ＴＴのＳ。

Ｍｅｈｒｇａｒｄｔ　　１Ｂ−ＬＩＳ　Ｓ／Ｎ　（１７
／８２２．１１３３　）に記載されている。

訂正ステージＣＵは、ビデオステージＶＳおよび音響変
換ステージｔｓに供給される訂正された同位相信号ｉｋ
および訂正されたクアドラチュア信号ｑｋを出力する。

これらの信号の周波数スキムは第３図に示されている。

ローＩＦ変換の結果として、使用可能な信号の帯域が約
ＯＨｚから３．５ＭＨｚまで延びるように使用可能な信
号はＯＨｚに関して折返されている。この使用可能な信
号の帯域は、２．６ＭＨｚにおけるローＩＦ画像キャリ
アｂｔ＝のためのナイキスト（Ｎ　ｙｑｕｌｓｔ）スカ
ートであるスカートを有し、第１および第２のローパス
フィルタｔｌ、ｔ２によってビデオステージＶＳにおい
て分離されている。それらの傾斜は、ローｆＦ第１およ
び第２音響チャンネルｔｋｌ＝、ｔｋ２−が最適に抑制
されるように選択される（第１の音響チャンネルは２つ
の音響チャンネルのより低い周波数を有する方である）
。

２つのローパスフィルタｔ１．ｔ２は、ローパスフィル
タされたクアドラチュア信号対から復調されたビデオ信
号ｄｓを発生するビデオ検出器ｖｄによって後続される
。デジタルクアドラチュア信号対のためのこのような検
出器は、例えばＵ　５−Ａ４０９０１４５明細書に記載
されている。

文献（’　Ｉ　ＲＥ　　Ｔ　ｒａｎｓａｃｔｌｏｎ　ｏ
ｎ　Ｅ　１ｅｃｔｒｏｎｌｃＣｏｍｐｕｔｅｒｓ　　、
　１９５９年９月、３３０乃至３３４頁）には相関計算
技術、Ｃ０ＲＤ　Ｉ　Ｃ技術およびデジタルクアドラチ
ュア信号対の結果の大きさおよび角度を決定し、ＡＭ検
出器としても有効に使用されることができる適切な回路
が記載されている。

復調されたビデオ信号ｄｓの周波数スキムは、第４図に
おいてＰＡＬカラーテレビジョン標準方式に対して示さ
れている。

ビデオチャンネルはＯＨｚから約５　Ｍ　Ｈｚまで延在
し、色サブキャリアｆｔ”は４．４３ＭＨｚに位置され
ている。５．５ＭＨｚの第１の音響チャンネルおよび５
．７５に存在し得る第２の音響チャンネルは先行するロ
ーパスフィルタリングによって抑制される。スプリアス
信号ｎｓは５．２ＭＨｚにおいて４．５ＭＨｚのビデオ
信号の標準帯域の上限の上方に示されており、復調期間
中に生じ、不完全に抑制された画像キャリアｂｔ　　の
残留クアドラチュアエラーによって発生される。このス
プリアス信号ｎｓの中心周波数はＲＦ画像キャリアｂｔ
からの局部発振器ｏｓの周波数のずれの２倍に等しい。

干渉抑制フィルタｎｖの図示された応答曲線のスカート
によって、このスプリアス信号ｎｓはビデオ信号に影響
することなく十分に抑制されることができる。出力信号
は、後続する信号処理回路（第１図に示されていない）
に供給される複合カラー信号ｆｂである。

第１図の周波数変換回路において、音響信号は音響変換
ステージｔｓで処理される。このステージは訂正された
クアドラチュア信号対ｉｋ、ｑｋを直接供給される第１
および第２の音響チャンネル変換器ｊｕｌ、ｔｕ２を含
む。第１および第２の音響チャンネル変換器は、訂正さ
れたクアドラチュア信号対ｉｋ、ｑｋが第３の方法によ
って局部的に発生されたクアドラチュア信号対と共に変
換される２つの単一サイドバンド変換器を形成するよう
にローＩＦ変換器ｚｚと結合する。第１および第２のロ
ーＩＦ音響キャリアｔｔｌｔｔ２（第３図参照）はそれ
ぞれ２．９ＭＨｚおよび３．１５Ｍ　Ｈｚからかなり低
い周波数、例えば０乃至２００ｋＨｚの周波数に変換さ
れる。

各音響チャンネルは適切なローパスフィルタによってフ
ィルタされ、第１および第２の検波器ｄｉ、ｄ２におい
て復調される。これらはデジタル信号として右および左
音響信号Ｒ，Ｌを出力する音響マトリクスｍｘによって
後続される。

２つの音響検波器ｄｉ、ｄ２は、アークタンジェントテ
ーブルを含む読出し専用メモリ（−ＲＯＭ）を介して、
または上記に示されたＣ０ＲＤ　Ｉ　Ｃ技術によって各
クアドラチュア信号対から関連する角度値を獲得し、デ
ジタル形態で各復調音響チャンネルを得るために例えば
デジタルバイパスフィルタによってこの角度値を微分す
る。

上記においてすでに簡単に論じられた第２ａ図および第
２ｂ図は異なるテレビジョンチャンネルを含むＲＦ倍信
ｈｆの周波数スキムを示す。第２ａ図はテレビジョンチ
ャンネルｆｋおよびその上および下の近接したチャンネ
ルＯｋおよびｕｋを示す。テレビジョンチャンネルｆｋ
は、ビデオチャンネルｖｋより上に位置された周波数帯
域を有する第１および第２の音響チャンネルｔｋｌ。

ｔｋ２と、画像キャリアｂｔおよび色サブキャリアｆｔ
を有するビデオチャンネルｖｋとを含む。

ＲＦ信号バンドを有効に利用するために、テレビジョン
チャンネルは互に近接している。第２ｂ図は、拡大して
近接したチャンネルを有するテレビジョンチャンネルｆ
ｋおよびそれらのキャリアを示す。与えられた周波数は
受信されるべきテレビジョンチャンネルｆｋの画像キャ
リアｂｔからの間隔である。テレビジョン伝送は残留サ
イドバンド伝送であるため、ビデオチャンネルｖｋの拡
大された周波数範囲は下方端部で破線によって示されて
いる。送信機によって送信されるＰＡＬカラーテレビジ
ョン標準方式におけるこの範囲は約−１，５ＭＨｚから
約５ＭＨｚまで延在する。第２ｂ図において括弧内の周
波数値はＮＴＳＣカラーテレビジョン標準方式の場合の
値を示す。

ビデオチャンネルｖｋの実線は受信端部に対する標準周
波数スキムを表す。それは、約−ＩＭＨｚでゼロライン
に接する画像キャリアｂｔに対するナイキストスカート
ｎｂを示す。第１および第２の音響キャリアｔｔｌ、ｔ
ｔ２の周波数は、ビデオチャンネルの上の５．５ＭＨｚ
および５．７５ＭＨｚに位置され、上方の近接チャンネ
ルｏｋの画像キャリアｏｂは７ＭＨｚに位置される。

ＮＴＳＣカラーテレビジョン標準方式において、第２の
音響キャリアｔｔ２は現れない。

−Ｉ　Ｍ　Ｈｚにおけるビデオチャンネルの標準帯域の
下限の下方には−１，２５ＭＨｚにおける低い第２の近
接音響キャリアｕｔ２および−１，５ＭＨｚにおける低
い第１の近接音響キャリアｕｔｌが位置される。

ＲＦ倍信ｈｆにおける個々のテレビジョンチャンネルは
このように近接しているため、個々のチャンネル・およ
び個々の成分を分離するために急峻な傾斜の選択手段が
必要である。特に、上方の近接画像キャリアｏｂは、そ
のレベルがチャンネルパワーの４０％で送信されるため
邪魔である。第２ｂ図はまた２、８　ＭＨｚ　（ＮＴＳ
Ｃに対して２．１７Ｍ　ＨＺ　）における鎖線のような
第１および第２の変換信号ｋｌ、に２を示す。

上記で簡単に説明されている第３図は、デジタル化され
たクアドラチュア信号対ｉｄ、ｑｄまたは訂正されたク
アドラチュア信号対ｉｋ、ｑｋに対応するアナログクア
ドラチュア信号対ｉ、ｑの周波数スキムを示す。それは
折返されたローＩＦビデオチャンネルｖｋ−内にローＩ
Ｆ色サブキャリアｆｔ　　、およびＰＡＬカラーテレビ
ジョン標準方式で２．６ＭＨｚに位置される中心を有す
るそのナイキストスカートｎｂ″　（破線）を具備した
ローＩＦ画像サブキャリアｂｔ＝を示す。しかしながら
、ナイキストスカートｎｂ−は２．９ＭＨｚおよび３．
１５Ｍ　Ｈｚでそれぞれ第１および第２のローｒｐ８響
キャリアｔｔ１．ｔｔ２−と交差する。

したがって、もっと急峻なナイキストスカートｎｔ（ｆ
ＪＫ線）が第１および第２のローパスフィルタｔｌ、１
２の応答曲線のスカートとして使用されるので、ローＩ
Ｆの第１および第２の音響キャリアｔｔｌ−，ｔｔ２−
は完全に抑制される。

第３図の周波数スキムは約４．４ＭＨｚにおける上方近
接チャンネルのローＩＦ近接画像キャリアｎｂ−１およ
びローＩＦ近接画像キャリアｎｂ−より上に位置されて
いる低い方の近接チャンネルのローＩＦ第１および第２
近接音響キャリアｎｔｌ−、ｎｔ２”を示す。

第５図は、２．９ＭＨｚにおける訂正されたクアドラチ
ュア信号対ｉｋ、ｑｋの第１のローＩＦ音響チャンネル
ｔｋｌ　”をベースバンドに変換する、すなわち約２．
９ＭＨｚだけ低い周波数に周波数シフトを引起こす第１
の音響チャンネル変、換器ｔｕｌの好ましい実施例を示
す。後続する復調がＣ０ＲＤ　Ｉ　Ｃ技術を使用する場
合、２つのクアドラチュア成分への分割は維持される。

訂正された同位相信号ｉｋおよび訂正されたクアドラチ
ュア信号ｑｋ−の両者は、第３の変換信号に３、および
第３の変換信号とクアドラチュアな関係（９０’位相差
）の第４の変換信号に４と共に変換されなければならな
いので、４つの乗算器ｍ１乃至ｍ４が必要である。変換
信号が約２．９ＭＨｚの周波数を有する。

これら２つの変換信号に３．に４の周波数は、例えば積
分周波数分割によって変換信号発生器ｇ中でシステムク
ロックｃｌから得られる。２つの信号の共通の周波数オ
フセットはＣ０ＲＤ　Ｉ　Ｃ技術に対して妨げとなる影
響を及ぼさない。

第３と第４の変換信号間のクアドラチュア関係は、例え
ば変換信号の２倍の周波数の反転された信号および反転
されない信号をそれぞれ１つの単−ステージ２進周波数
デバイダ中を通過させることによって達成される。した
がって、２つの周波数デバイダの出力は２つのクアドラ
チュア変換信号に３．に４である。

第５図において、訂正された同位相信号ｉｋは第３の変
換信号に３および第４の変換信号に４をそれぞれ供給さ
れる変調入力を有する第１および第３の乗算器の信号入
力に供給される。訂正されたクアドラチュア信号ｑｋは
第４の変換信号に４および第３の変換信号に３をそれぞ
れ供給される第２および第４の乗算器ｍ２．ｍ４の信号
入力に供給される。

第１および第２の乗算器ｍｌ、ｍ２の出力はそれぞれ第
１の加算器ａ１の１つの入力に結合され、この加算器ａ
１の出力は第３のローパスフィルタｔ３の入力に接続さ
れている。

第３および第４の乗算器ｍ３．ｍ４の出力は第１の減算
器ｓｂｌの減数入力および被減数入力にそれぞれ接続さ
れ、この減算器ｓｂｌの出力は第４のローパスフィルタ
ｔ４の入力を供給する。第３のローパスフィルタｔ３の
出力に現れる第１の音響チャンネルの同位相成分ｉｔｌ
は、例えばＣ０ＲＤ　Ｉ　Ｃ技術を使用するリゾルバＫ
Ｃの同位相入力ｙに供給される。第４のローパスフィル
タｔ４の出力に現れる第１の音響チャンネルのクアドラ
チュア成分ｑｔｌはリゾルバＫＣのクアドラチュア入力
２に供給される。

音響チャンネルは周波数変調信号であるため、供給され
たクアドラチュア信号対の角度値を伝送するリゾルバｋ
ｃの出力だけが音響変換において重要である。したがっ
て、信号としてはこの角度値が低い復調されない音響チ
ャンネルｕｔに対応する。この信号は下方の復調音響チ
ャンネルｕｄを得るために第１の音響検出器ｄ１によっ
て復調される。

第２の音響チャンネルが存在する場合、それは同じ第２
の音響チャンネル変換器ｔｕ２により変換されるが、関
連した変換信号対の周波数は２．９ＭＨｚではなく約３
．１５ＭＨｚでなければならない。

この第２の音響チャンネル変換器ｔｕ２に後続する第２
の音響検波器ｄ２の出力信号は上方復調音響チャンネル
ｏｄである。第１図におけるように、右および左音響信
号Ｒ，Ｌは、音響マトリクスｍｘによって下および上復
調音響チャンネルｕｄおよびｏｄから得られることがで
きる（第１図参照）。

第３および第４のローパスフィルタｔ３．ｔ４により、
約ＯＨｚで折返された音響チャンネルは隣接する信号を
妨害しなくなる。したがって、音響チャンネルは依然と
して周波数変調されるので、２つのローパスフィルタの
パスバンドは同一でなければならず、それらは約０．１
ＭＨｚと０．２ＭＨｚの間に存在しなければならない。

その付近にはビデオ信号の上方周波数範囲が存在し、存
在し得る第２の音響チャンネルは第１の音響チャンネル
から０．２５Ｍ　Ｈｚ間隔を付けられ、スプリアス信号
は残留画像キャリアによって発生され、第１の音響チャ
ンネルから０．３ＭＨｚ間隔を付けられている。第３お
よび第４のローパスフィルタｔ３゜Ｃ４の応答曲線の傾
斜が十分に急である場合、これらの妨害信号は全て抑制
される。

各音響チャンネル変換器ｊｕｌ、ｔｕ２における周波数
変換はまた三角法変換の法則にしたがって行なわれる差
動周波数の発生であると考えることができる。４個の乗
算器ｍｌ、・・・ｍ４はそれぞれ４つの三角関数からの
２つの積を形成し、加算組合せ回路ａ１および減算組合
せ回路ｓｂｌはそれぞれこれらの積の２つを結合する。

積が形成され、適切な方法で結合された場合、２つの組
合わせ回路ａｌ、ｓｂｌからの出力信号はクアドラチュ
アに存在し、周波数は異なる周波数である。

最も簡単なケースでは、４個の乗算器ｍ１・・・ｍ４が
最も実現され易いため、デジタル変換信号に３．に４は
デジタル値０．＋１．−１だけを含む。供給される訂正
されたクアドラチュア信号対ｉｋ、ｑｋは回路を通して
伝送され、反転されるか、またはゼロに設定されなけれ
ばならないだけである。これは第２のクアドラチュア変
換を非常に簡単にするものである。

第６図は、ブロック図において訂正ステージｃｕの実施
例を示す。訂正ステージｃｕは各エラーの大きさを決定
するサブ回路だけでなくオフセット、位相および振幅エ
ラーを訂正するだめのの全てのサブ回路を含む。

デジタル化された同位相信号ｉｄは、訂正された同位相
信号ｉｋを出力する第２の減算器ｓｂ２の被減数入力に
供給される。デジタル化されたクアドラチュア信号ｑｄ
は、第２の減算器ｓｂ２と同様にオフセットエラーを訂
正するように動作する第３の減算器ｓｂ３の被減数入力
に供給される。

第３の減算器ｓｂ３の出力は、クアドラチュア信号がい
わゆる同位相で回転されるように、同位相成分から得た
訂正信号を供給される別の入力を有する第２の加算器ａ
２の１つの入力に結合される。したがって、第２の加算
器ａ２は位相訂正器として動作する。

第２の加算器ａ２の出力は、クアドラチュア成分の値を
増加または減少する訂正信号を供給される第２の入力を
有する第６の乗算器ｍ６の第１の入力に供給される。第
６の乗算器ｍ６の出力は訂正されたクアドラチュア信号
ｑｋである。

ローＩＦ画像キャリアｂｔ−は水平同期パルス期間中変
調されていない形態でローＩＦクアドラチュア信号対ｉ
ｋ、ｑｋに含まれているので、狭帯域フィルタによって
フィルタされることができる。帯域フィルタが水平同期
パルス期間中だけスイッチを介して付勢されることは有
効である。したがって、オフセット、位相および振幅エ
ラーはフィルタされたローＩＦ画像キャリアｂｔ−のク
アドラチュアエラーを介して決定されることができる。

第６図の実施例において、これは訂正された同位相信号
ｉｋおよび訂正されたクアドラチュア信号ｑｋにそれぞ
れ接続されている第１および第２のバンドパスフィルタ
ｂｐｌ、ｂｐ２によって行われる。局部発振器ａｓが２
．８ＭＨｚのオフセット周波数を有する場合、第１およ
び第２のバンドパスフィルタｂｐｌ、ｂｐ２の中心周波
数もまた２、６ＭＨｚである。

第１および第２のバンドパスフィルタｂｐｌｂｐ２の出
力は第５および第６のローパスフィルタｔ５．ｅ５を介
して第２の減算器ｓｂ２および第３の減算器ｓｂ３の減
数入力にそれぞれ供給される。したがって両方のオフセ
ットエラーが訂正される。

同位相信号およびクアドラチュア信号の平均にされた積
がＤＣ値である場合、位相エラーが存在する。この積の
形成および平均は第７の乗算器ｍ７およびそれに後続す
るローパスフィルタｔ７によ７て実行される。第７のロ
ーパスフィルタｔ７の出力は第５の乗算器ｍ５の１つの
入力を供給され、その乗算器ｍ５の他方の入力は第２の
減算器ｓｂ２の出力に接続されている。第５の乗算器ｍ
５の出力は、位相回転を引起こすために第２の加算器ａ
２によってクアドラチュア成分に加算される上記の同位
相成分を形成する。位相エラーがない場合には、第５の
乗算器ｍ５の出力は０であり、第２の加算器ａ２はクア
ドラチュア信号の値を変化しない。

第６図において、振幅訂正のための振幅比較が第８の乗
算器ｍ８および第９の乗算器ｍ９によって第１および第
２のバンドパスフィルタｂｐｌ。

ｂｐ２からの出力信号を２乗することによってそれぞれ
実行される。出力信号を整流するか、或はそれらの絶対
値を形成することも可能である。

第８および第９の乗算器の出力は、第８のローバスイル
タｔ８によってフィルタされた出力を有する第４の減算
器ｓｂ４の被減数入力および減数入力にそれぞれ供給さ
れる。この第８のローバスイルタｔ８の出力は、デジタ
ル値１を供給される別の入力と第６の乗算器ｍ６の第２
の入力に結合される出力とを有する第３の加算器ａ３の
１つの入力に接続される。

振幅が等しい場合、第６の乗算器ｍ６に供給された訂正
係数は値１を有し、したがって第６の乗算器ｍ６が供給
されるクアドラチュア信号は不変である。第８のローパ
スフィルタｔ８が積分器よって置換された場合には後者
の出力は第６の乗算器ｍ６に直接接続され、したがって
第３の加算器ａ３は必要ない。全てのローパスフィルタ
ｔ５乃至ｔ８はもちろん積分またはＰＩＤ制御装置によ
る置換が可能である。

周波数変換器のデジタル部分において、システムクロッ
クｃ１から得られた各クロック信号を各最大信号周波数
に適合することが有効である。周波数変換回路が集積回
路として構成される場合、これは特に音響変換ステージ
ｔｓでフィルタによって要求されるチップ面積の数量を
減少する。

ビデオステージＶＳにおいてクロック速度は１０Ｍ　Ｈ
ｚ以上であり、一方音響変換ステージｔｓにおいてそれ
は復調音響出力信号ｏｄ、ｕｄに対して３２ｋ　Ｈｚま
で減少されることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による周波数変換回路の１実施例のブロ
ック図である。 第２ａ図および第２ｂ図はＲＦテレビジョンチャンネル
の周波数スキムである。 第３図は、ローＩＦ変換後のアナログまたはデジタルク
アドラチュア信号対の周波数スキムを示す。 第４図は、ビデオ検出後のスプリアス信号を有する複合
カラー信号の周波数スキムを示す。 第５図は音響変換ステージの１実施例のブロック図であ
る。 第６図は訂正ステージの１実施例のブロック図である。 ｚ　ｚ　−−−０−Ｉ　Ｆ変換器、ｈｍｌ、ｈｍ２・−
ＨＦミキサ、ｔｐｌ、ｔｐ２・・・アナログローパスフ
ィルタ、ｖｌ、ｖ２・・・アナログ増幅器、ｍ１〜ｍ９
・・・乗算器、ｓｂｌ〜ｓｂ４・・・減算器、ａ１〜ａ
３・・・加算器、ｔ１〜ｔ８・・・ローパスフィルタ。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. （１）各テレビジョンチャンネル内にビデオチャンネル
   と１つ以上の音響チャンネルを含むＲＦ信号を供給され
   、受信されるべきテレビジョンチャンネル内に存在する
   一定周波数を有するクアドラチュアな関係の第１の変換
   信号および第２の変換信号によってその出力中で第１の
   アナログデジタル変換器および第２のアナログデジタル
   変換器によってデジタル化され、１つ以上の音響チャン
   ネル変換器に供給され、第１のローパスフィルタおよび
   同一の第２のローパスフィルタを通じてビデオ検出器に
   供給され、前記２個のローパスフィルタのスカートがロ
   ーＩＦ画像キャリアに関してナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓ
   ｔ）スカートであるアナログクアドラチュア信号対を発
   生するアナログローＩＦ変換器を有するカラーテレビジ
   ョンチャンネル用の周波数変換回路において、 デジタル化されたクアドラチュア信号対は第１および第
   ２のアナログデジタル変換器に後続する訂正ステージに
   よって訂正され、 第１および第２の変換信号の周波数は画像キャリアと、
   ビデオチャンネルの標準帯域の上限と音響チャンネルの
   標準帯域の下限との間の中間との間のほぼ中央に位置し
   、 スカートの傾斜はローＩＦ音響チャンネルが抑制される
   ように定められ、 ビデオ検出器は、ローＩＦ画像キャリアの２倍の周波数
   値で高い減衰を有する妨害抑制フィルタによって後続さ
   れ、 音響チャンネル変換器およびローＩＦ変換器は音響チャ
   ンネルのために“第３の方法”を使用して単一サイドバ
   ンド変換器を形成し、 変換された音響チャンネルの同位相成分は、第３の変換
   信号とこの第３の変換信号に対して９０°の位相差の第
   ４の変換信号によって、および第１の乗算器および第２
   の乗算器によって訂正されたクアドラチュア信号対を低
   周波帯に変換し、第１の結合回路によって第１および第
   ２の乗算器の出力を結合し、第１の結合回路の出力に第
   ３のローパスフィルタを通過させることにより形成され
   、 変換された音響チャンネルのクアドラチュア成分は、第
   ３および第４の変換信号によって、および第３の乗算器
   および第４の乗算器によって訂正されたクアドラチュア
   信号対を低周波帯に変換し、第２の結合回路によって第
   ３および第４の変換器の出力を結合し、第２の結合回路
   の出力に第４のローパスフィルタを通過させることによ
   り形成され、 第３および第４の変換信号の周波数はローＩＦ音響チャ
   ンネルのほぼ中央に存在し、 第３および第４のローパスフィルタのパスバンドは音響
   チャンネルの帯域幅よりも広くないことを特徴とする周
   波数変換回路。
2. （２）各テレビジョンチャンネル内に第１の音響チャン
   ネルおよび第２の音響チャンネルならびにビデオチャン
   ネルを含むＲＦ信号を供給され、受信されるべきテレビ
   ジョンチャンネル内に存在する一定周波数を有するクア
   ドラチュアな関係の第１の変換信号および第２の変換信
   号によってその出力の中で第１のアナログデジタル変換
   器および第２のアナログデジタル変換器によってデジタ
   ル化され、第１の音響チャンネル変換器および第２の音
   響チャンネル変換器に供給され、第１のローパスフィル
   タおよび同一の第２のローパスフィルタを通じてビデオ
   検出器に供給され、前記２個のローパスフィルタのスカ
   ートがローＩＦ画像キャリアに関してナイキスト（Ｎｙ
   ｑｕｉｓｔ）スカートであるアナログクアドラチュア信
   号対を発生するアナログローＩＦ変換器を含むカラーテ
   レビジョンチャンネル用の周波数変換回路において、 デジタル化されたクアドラチュア信号対は第１および第
   ２のアナログデジタル変換器に後続する訂正ステージに
   よって訂正され、 第１および第２の変換信号の周波数は画像キャリアと、
   ビデオチャンネルの標準帯域の上限と第１の音響チャン
   ネルの標準帯域の下限との間の中間との間のほぼ中央に
   存在し、 スカートの傾斜はローＩＦ音響チャンネルが抑制される
   ように定められており、 ビデオ検出器は、ローＩＦ画像キャリアの２倍の周波数
   値で高い減衰を有する妨害抑制フィルタによって後続さ
   れ、 第１および第２の音響チャンネル変換器はローＩＦ変換
   器と結合し、それぞれ“第３の方法”を使用する第１の
   音響チャンネル用の第１の単一サイドバンド変換器およ
   び第２の音響チャンネル用の第２の単一サイドバンド変
   換器を形成し、第１の音響チャンネル変換器において、 変換された音響チャンネルの同位相成分は、第３の変換
   信号とこの第３の変換信号に対して９０°の位相差の第
   ４の変換信号によって、および第１の乗算器および第２
   の乗算器によって訂正されたクアドラチュア信号対を低
   周波帯に変換し、第１の結合回路によって第１および第
   ２の乗算器の出力を結合し、第１の結合回路の出力に第
   ３のローパスフィルタを通過させることにより形成され
   、 変換された音響チャンネルのクアドラチュア成分は、第
   ３および第４の変換信号によって、および第３の乗算器
   および第４の乗算器によって訂正されたクアドラチュア
   信号対を低周波帯に変換し、第２の結合回路で第３およ
   び第４の変換器の出力を結合し、第２の結合回路の出力
   に第４のローパスフィルタを通過させることにより形成
   され、第３および第４の変換信号の周波数はローＩＦの
   第１音響チャンネルのほぼ中央に存在し、第３および第
   ４のローパスフィルタのパスバンドは第１の音響チャン
   ネルの帯域幅よりも広くなく、 第２の音響チャンネル変換器は第１の音響チャンネル変
   換器と同一の回路構成を含み、変換信号対の周波数はロ
   ーＩＦの第２の音響チャンネルのほぼ中央に存在する第
   ３および第４の変換信号に対応することを特徴とする周
   波数変換回路。
3. （３）第３および第４の変換信号はそれぞれ余弦波およ
   び正弦波であり、 訂正された同位相信号は第１の乗算器の一方の入力に供
   給され、その他方の入力は第３の変換信号を供給され、
   訂正された同位相信号は第３の乗算器の一方の入力に供
   給され、その他方の入力は第４の変換信号を供給され、 訂正されたクアドラチュア信号は第２の乗算器の一方の
   入力に供給され、その他方の入力は第４の変換信号を供
   給され、訂正されたクアドラチュア信号は第４の乗算器
   の一方の入力に供給され、その他方の入力は第３の変換
   信号を供給され、第１および第２の乗算器の出力はそれ
   ぞれ第３のローパスフィルタの入力に結合されたその出
   力を有する第１の加算器の１つの入力に接続され、第３
   および第４の乗算器の出力はそれぞれ第４のローパスフ
   ィルタの入力に結合されたその出力を有する第１の減算
   器の入力の減数入力および被減数入力に接続されている
   ことを特徴とする請求項１または２記載の周波数変換回
   路。
4. （４）第３および第４の変換信号はデジタル値０、−１
   、＋１だけを有することができ、関連した乗算器は訂正
   されたクアドラチュア信号対の供給された値を反転され
   たまたは不変値として、もしくはゼロに設定された値と
   して出力することを特徴とする請求項１乃至３のいずれ
   か１項記載の周波数変換回路。
5. （５）第２の音響チャンネル変換器において第３および
   第４の変換信号に対応する変換信号対はデジタル値０、
   −１、＋１だけを有することができ、関連した４つの乗
   算器は訂正されたクアドラチュア信号対の供給された値
   を反転されたまたは不変値として、もしくはゼロに設定
   された値として出力することを特徴とする請求項２また
   は３記載の周波数変換回路。
6. （６）ビデオ検出器は各結果の大きさに等しい出力を生
   成する第１のリゾルバであることを特徴とする請求項１
   または２記載の周波数変換回路。
7. （７）第３および第４のローパスフィルタの出力はそれ
   ぞれ同位相入力および各結果の角度的値に等しい出力を
   生成する第２のリゾルバのクアドラチュア入力に接続さ
   れていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１
   項記載の周波数変換回路。