JPH0267526A - 光増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明は光増幅器に関し、光増幅器を用いた光通信シス
テムに関する。

［従来技術］ 光増幅器は、種々の光波通信システムにおいて用いられ
る実用的な素子になりつつある。これらの光増幅器は、
信号レベルを雑音に埋もれないように増強することによ
って、光波通信システムの能力を向上させることが可能
である。しかしながら、一般にこの種の光増幅器の利得
、特により好まれる半導体光増幅器の利得は、本質的に
非線形である。この種の非線形性は、次のような好まし
くない、潜在的に有害な効果を引き起こしつる。

即ち、利得飽和、近接したキャリアを用いる周波数分割
多重化（ＦＤＭ）システムにおける相互変調歪（ＩＭＤ
）、オン−オフ・キーイング（００Ｋ）あるいは振幅偏
移キーイング（Ａ　Ｓ　Ｋ）による広間隔で配置された
キャリアを用いる波長分割多重化（ＷＤＭ）システムに
おけるクロストーク、及び、数Ｇ　ｂ　／　ｓの強度変
調システム（単一のキャリアを用いるものでも）におけ
るパルス歪等である。

上述の非線形効果は、各々、励起準位密度、すなわち光
利得と光増幅器内の光強度とのカップリングにより生ず
る。利得飽和は、大入力電力に対して、当該光増幅器の
総出力電力を低減する。相互変調歪（ＩＭＤ）は、近接
した光信号間のビートによる利得の変調により生じ、周
波数分割多重化マルチチャネルシステムにおける利用可
能な最大出力電力あるいは最小チャネル間隔を制限する
。

チャネル間隔とは無関係に、あるチャネルにおける強度
変調は、他のチャネルが利用する利得の変調を誘起する
。その結果、飽和によって誘起されたクロストーク（Ｓ
　Ｉ　Ｃ）は、振幅偏移キーイング（Ａ　Ｓ　Ｋ）を用
いる全ての多チヤネル増幅器において有害なものとなる
。

これらの効果のあるものは、一対の結合された偏微分方
程式、すなわち波動方程式及びレート方程式の解を通じ
て理論的に研究されている。しかしながら、この技法は
かなり複雑であり、一般に、任意の入力信号、特に数Ｇ
　ｂ　／　ｓのキャリアを有する入力信号を含む解析に
は適していない。

上述の非線形効果は、増幅器の入力電力を十分に低い値
に低減することによって無視されうるほどにすることが
可能である。しかしながら、このようにすることは、こ
の種の増幅器を用いる目的に反することである。定色路
線変調法を用いることにより、周波数分割多重化（ＦＤ
Ｍ）システムにおける相互変調歪（ＩＭＤ）を、キャリ
ア間隔を数ＧＨｚに増大することによって容認されうる
ようにすることが可能であることはよく知られている。

しかしながら、この方式においては、多チヤネル応用例
におけるスペクトラムの利用が容認されないほどの非効
率的となる。

［発明の概要］ 本発明は、クロストーク、相互変調歪、及び飽和によっ
て誘起される他の効果等の、信号によって誘起される効
果を低減した光増幅器に関する。

本発明に係る光増幅器においては、フィードフォワード
あるいはフィードバックループ等の補償ループが、信号
誘起飽和、すなわち信号誘起非線形性を低減するために
用いられる。当該ループは、当該光増幅器に係る利得媒
体への、付加的な、信号誘起ポンピングとして機能し、
当該光増幅器の利得における信号誘起変化となりうるち
のを補償する。多くの応用例においては、当該補償ルー
プのイコーリゼイション（等価化）は、利得媒体の周波
数応答に係る固有の等価化により、不要であることが見
出されている。この種の応用例においては、実質的に平
坦な周波数応答を有する補償ループが、当該光増幅器の
利得における信号誘起変化を適切に補償するのに十分で
ある。

［実施例］ 本発明は、信号誘起非線形性を低下させた、改良光増幅
器に関する。

本発明に係るデバイスにおいては、適切な補償ループ利
得媒体に対して付加的な信号誘起ボンピングを行ない、
それによって、当該光増幅器利得における信号誘起変化
となりうるちのを補償する。

以下の第１節においては、結合された、偏微分波動及び
レート方程式が用いられ、従来技術よりも通信システム
解析に対してはるかに適した汎用小信号及び大信号非線
形光増幅器モデルの開発が示される。

第■節においては、必要とされる出力を低減したり所定
のキャリア間隔を増大したりすることなく、信号誘起非
線形歪を著しく低減することが可能なフィードフォワー
ド線形化法が提示される。

当該方法の有効性を示す目的で、２信号回路について記
述されており、当該回路においては、相互変調歪の約１
４ｄＢの低減がなされている。すなわち、当該結果によ
り、当該増幅器を７ｄＢ　（ＩＭＤ低減分の半分）出力
電力を増加させて動作させることが可能となる。

第■節においては、簡潔なフィードフォワード回路が、
波長多重化オン−オフ−キーイング方式への光増幅器の
応用における飽和誘起クロストークを低減することが示
されている。増幅器の実行利得を３ｄＢ増加させ、かつ
、クロストークを２０ｄＢ低減する２チャネル回路が記
述されている。

１、進行波型光増幅器の非線形モデル この節においては、結合された偏微分波動及びレート方
程式が、従来技術よりも通信システム解析に対してはる
かに適した汎用小信号及び大信号非線形光増幅器モデル
を開発するために用いられる。

波動方程式 進行波型増幅器を２方向に伝播する光波の電場をＥ　（
ｚ、ｔ）　−Ｅ　（ｚＳｔ）　ｅｘｐ　　［ｊ（ωｔ　
−ｋｚ）］　と表わすことにする。但し、Ｅ　Ｃｚｓ　
　ｔ）は、複素包絡線、ω−２πνは、当該光波の角周
波数（νは周波数）、及びに−ωｎ　／　ｃは公称伝播
定数（ｎは屈折率、Ｃは真空中の光速）である。

当該電場は、波動方程式 に従う。ここで、α（た５）は線幅エンハンスメント係
数であり、ｇ　（ｚ、ｔ）は単位長あたりの利得である
。光波の周期が当該増幅器内を光子が通過する時間より
も非常に短く、かつ、当該通過時間が前記包路線及び利
得の変化のタイムスケールよりも非常に短いために、ａ
２；’　ｂｔ２−　（ｊω）２及びａ２／δＺ２＝　（
−ｊ　ｋ）　２−ｊ２に−ｑろｚのように、演算子を近
似的に置換することが可能である。このような場合には
、積分を用いることによって、式（１）の解が、 Ｅｏｕｔ（０８Ｅｔｎ（すｅｘｐ（Ｇ（す（１＋ｊα）
／２１のように得られる。ここで、 Ｇ　　（ｔ）−，１’　　、ｇ　　（ｚＳ　ｔ）ｄｚＳ
　Ｌ　　（＝０．３ｍｍ　）は当該増幅器内、ｅｘｐ　
　［Ｇ　（ｔ）　］全電力利得（パワーゲイン）、Ｅ１
□（ｔ）−Ｅ　（ｏ、ｔ）は入力電場、及びＥ　　　（
ｔ）　−Ｅ　（Ｉ、、　ｔ）は出ｕｔ 力電場である。

レート方程式 増幅器の活性領域内のキャリア濃度Ｎ　（ｚ、ｔ）を伝
Ｉ８光波電場Ｅ　（ｚ、ｔ）に関連づけるレート方程式
によって支配される。ここでは、このレート方程式を関
係式ｇ　ＣＺＳｔ）＝ｒａ　［Ｎ　（ｚ。

ｔ）−Ｎｏ］によってＮ　（ｚ、ｔ）にリニアに関係付
けられている単位長あたりの利得ｇ　（ｚ、ｔ）に関し
て書き表すことがより便利である。

ここで、ｒ　（２０，３）は閉じ込め係数、ａ（＜３ｘ
ｌＯ−１６０ｍ２）は利得係数、及び、Ｎ　　（ｚ１０
１８ａｍ−３）は、当該活性領域材料が当該伝播光波電
場に対して透明となるキャリア濃度である。まず、小（
あるいはゼロ）入力信号の場合の単位長あたりの利得を
ｇ　　−ｒ’　ａ　［Ｎ　ｏ　−Ｎ　ｏ　］で書き表す
ことにする。ここで、ＮＯは、当該活性領域に注入刺さ
れたＤＣ電流によるキャリア濃度である。

この場合には、レート方程式は、 となる。但し、τ。（ｚｏ、３　ｎ５ｅｃ）はキャリア
寿命、及びＰ　　　（ｚｌ　ｍＷ）は利得飽和電力（ｇ
ａｔ −ｇ。／２となる強度）である。ここで、Ｐｓａｔ−Ｉ
　ｓａｔ　Ａ／ｒ　（但し、’５ａｔ−ｈシ／ａτ。は
利得飽和強度、ｈνは光子エネルギー、及びＡ（−０，
４μｍ２）は活性領域の断面積である。（３）式におい
ては、電場は、Ｅ　（ｚＪｔ）”が光電力をワット（Ｗ
）で表わすように規格化されている。（２）式の表現を
用い、光子通過時間が包絡線及び利得の変化の時間スケ
ールよりも非常に小さいという事実を用いることによっ
て、（３）式をＺに関して積分することが可能となり、
全微分方程式 ｄ ［’＋’ｅ　ａｔ　］ｌＧ（リ−Ｇｏｌ　−［Ｋｏｕｔ
（ｔ）１２１Ｅｉｎ（む）１町／Ｐｓａｔ　（４ａ）が
得られる。ここで、Ｇｏ””ｇＯＬは、小信号電力利得
指数である。（４ｂ）式の近似は、当該増幅器が１０ｄ
Ｂ、あるいはそれ以上の利得を有する場合に有効であり
、通常の、実際上の興味を有する場合かこれに相当する
。

反復解 （２）式及び（４）式は、増幅器の入出力関係を、３つ
の物理定数、α、τ　及びＰ　　、及び、小ｃ　　　　
　　　ｓａｔ 信号電力利得ｅｘｐ　（Ｇ（、）　、によって表現する
ものである。原理的には、当該２方程式は、反復法によ
り解くことが可能である。例えば、まず、出力包絡線Ｅ
　　　（ｔ）を適切に推測することが可ｕｔ 能であれば、（４）式の右辺は既知となり、当該微分方
程式は、Ｇ　（ｔ）に関して解くことが可能となる。こ
のことは、Ｇ　（ｔ）−Ｇｏを、（４）式の右辺を入力
とした場合の、時定数τ　を有するＲＣローパスフィル
タの応答出力、すなわち、１／（１＋ｊωτ　）の周波
数応答と考えられることを（４）式が表現している、と
見ることによって、最も簡便になされる。（τ　ｚＯ，
３ｎ５ｅｃとすると、当該フィルタは、１／２πτ　５
０．５Ｇ　Ｈｚの３ｄＢ帯域幅を有する。）具体的には
、これは、ΔＧ（リミＧ（リ−ｃｏ”　　　Ｆｒ、［Ｉ
Ｅｏｕｔ（す＋２／ｐｓａｔｌ　　（５）のように書き
表わされる。ここで、Ｆｒ　は低減濾波演算を表わして
いる。このようにして求められたＧ　（ｔ）の推定値は
、（２）式において、Ｅｏ。

ｔ　（１）のより良い推定値を得るために用いられる。

次に、当該Ｅ　　　（ｔ）の推定値がＧ　（ｔ）ｏｕｔ のより良い推定値を得るために（５）式に代入され、以
下同様に反復される。実際には、ここに示した反復解法
は非常に冗長である。よって、あられな（エクスブリジ
ットな）解を得るために、ある形態の近似が必要とされ
ている。

小信号モデル 小信号駆動、即ちＥ　　　（ｔ）　”　＜＜Ｐ　　　の
ｏｕｔ　　　　　　　　　　　　　　　ｓａｔ場合には
、当該増幅器はほぼ線形であり、Ｅｏｕｔ（１）に関す
る良好な第１近似は線形出力ＥＬ（ｔ）　−Ｅ　　（ｔ
）　ｅＸｐ［Ｇｏ　　（１＋　Ｊ　（Ｚ）　／　２］ｎ である。この表式を（５）に代入し、（２）式をｅｘｐ
〔ΔＧ（ｔ）　　（１＋ｊα）／２］穴１＋ΔＧ　　（
ｔ）（１＋ｊα）／２という近似と共に用いると、要求
された出力が、 ＥｏｕＬ（す＝　ＥＬ（ｔＸｌ−［（１＋ｊα）／２］
”ｒ、［ＥＬ（ｔ）　２／Ｐｓａｔｅ）　　（６）広範
な入力信号に対して容易に実行されうる。例えば、多重
狭帯域キャリアに対しては、当該モデルは、直接、相互
変調クロストーク及び非対称的な結果を与える。

改良された小信号モデル 第２図は、改良された小信号モデルを示している。ここ
では、増幅器の線形利得指数は、Ｇｏではなく、平均パ
ワー励振のもとで得られたＧに設定されている。規格化
された平均入力パワーＰＩｎ−Ｅ　　（ｔ）２／Ｐ　　
　が与えられると、（２）式１式％ 及び（４）式から、ｄ／ｄ　ｔ−０とおき、対応する、
のように得られる。この表式の意味するところは第１図
に表現されている。当該図面に示されているように、出
力の非線形部分ＥＮ、（ｔ）を得るには、単に、線形部
分Ｅ、（ｔ）の２乗包路線を規格化したものを低域濾波
し、その結果得られたベースバンド信号を、ＥＬ　（ｔ
）に対して乗することによって、光波信号に上方変換（
アップ・コンバージョン）するだけで良い。これらの動
作は、を解くことによって計算し、最終的にＧ−Ｌｎ（
Ｐｏｕｔ／Ｐ１□）を計算することによってＧを得るこ
とか可能となる。このプロセスは、既に、当該増幅器の
ＤＣ利得飽和を考慮しているため、当該モデルにおける
２乗包絡線Ｅ　　（ｔ）”のＤＣ部分は、第２図におい
て理想キャパシタによって示されているように、遮られ
なければならない。

先に示したモデルと異なり、当該改良モデルは、非線形
歪、すなわちＥＮＬ（ｔ）が小さい限り、大出力パワー
に対しても有効であり、実際に興味があるのは殆どのそ
のような場合である。

大信号モデル 第２図のモデルは、実際の、時間に依存したパワー利得
指数と平均パワー指数との間の差ΔＧ（ｔ）−Ｇ　（ｔ
）−Ｇが小さ（、ｅｘｐ［ΔＧ　（ｔ）（１＋ｊα）／
２］＞１＋ΔＧ　（ｔ）　　（１＋ｊα）／２が成立す
る、という仮定の下に作られたものである。この仮定を
外すと、第３図に示された、より正確なモデルが得られ
る。このモデルは、ＰＳａｔのオーダーの出力パワーに
対しても有効である。当該モデルは、多重キャリア解析
に対しては前述の２つのモデルはど適切ではないが、飽
和近傍で駆動されるベースバンド強度変調キャリアのパ
ルス歪の計算に対しては非常に適している。

付加的考察 単一定包絡線ＦＳＫあるいはＰＳＫ信号に関しては、そ
れが広帯域であろうとも、あらゆるモデル回路において
包絡線２乗出力は単にＤＣ項であり、何ら非線形歪を誘
起しない。このことは、広間隔（〉数ＧＨｚ）定包絡線
キャリアについてもそのまま当てはまる。なぜなら、包
路線２乗回路において発生するビート（うなり）周波数
は、３ｄＢ帯域幅がＩＧＨｚ未満の低域濾波フィルタを
通過しないからである。キャリア間隔がＩＧＨｚのオー
ダーあるいはそれ以下になると、ビート周波数が当該低
域濾波フィルタを通過するようになり、定包絡線信号の
場合においても相互変調歪が発生する。

さらに、広間隔強度変調キャリアに関しては、当該低域
濾波フィルタの出力は、全てのキャリアの組み合わせに
よる変調に従って変化する。このため、当該変化に従っ
て増幅器の実効利得が変化し、原理的に有害なりロスト
ークを生じる。

最後に、単一の、狭帯域（＜　１００　ＭＨｚ　）矩形
波強度変調入力信号は、当該信号の低域濾波された２乗
包路線が矩形波パルス列のままであるが故に、有害な非
線形歪の影響を被らない。しかしながら、当該信号の帯
域が例えば、ＩＧＨｚ以上に拡がると、低域濾波フィル
ターが非線形経路におけるパルスを歪め、最終出力パル
スの歪を生ずる。

■、半導体光増幅器における非線形性の補償この節にお
いては、必要とされる出力を低減したり所定のキャリア
間隔を増大したりすることなく、信号誘起非線形歪を著
しく低減することが可能なフィードフォワード線形化法
が提示される。

当該方法の有効性を示す目的で、２信号回路について記
述されており、当該回路においては、当該結果により、
当該増幅器を７ｄＢ−ＩＭＤ低減分の半分−出力電力を
増加させて動作させることが可能となる。

理論 ２方向に配置された長さＬの進行波型光増幅器を考える
。バイアス電流が、通常のＤＣ励振成分■　と付加的な
ＡＣ成分子１　（ｔ）よりなるものＣ とする。当該ＡＣ成分の形態及びその目的は後に明確に
される。活性領域内のキャリア濃度Ｎ　（ｚ。

ｔ）は、当該キャリア濃度を伝播光電場に関係付けるレ
ート方程式によって支配される。ここでは、当該レート
方程式を２方向に沿って平均することが便利であり、こ
の手続きによって Ｌ が得られる。ここでＮ　（ｔ　）−Ｔ−、Ｊ’ｏＮ　（
ｚ、ｔ）ｄｚは空間平均キャリア濃度、ｑは電子の電荷
、■は活性領域の体積、ＮｐはＩＤＣによって生じたキ
ャリア濃度、τ　記キャリアの寿命、ｈνは光子エネル
ギー、及び、Ｅ　　（ｔ）及びＥ　　　（ｔ）は、１ｎ
　　　　　　　ｏｕｔ それぞれＥ２が光電力を表すように゛規格化されている
入力及び出力光電場である。

このとき、スカラー波動方程式より、光電力利得が のように現されることが示される。ここで、ｒはモード
閉じ込め係数、ａは利得係数、及びＮＯは、透明領域で
のキャリア濃度である。増幅器の非線形性は、光利得の
時間依存性に直接帰属されうるものであり、（２）式よ
り、Ｎ　（ｔ）の時間変化によって誘起されることがわ
かる。

線形化法 （１）式より、 を仮定すれば、Ｎ　＜ｔ）　−Ｎ　　：すなわち、キャ
リア濃度が定数になる、ということは明らかである。そ
の場合には、（８）式よりＧ　　　　も定数ｏｐｔｌｃ
ａｌ となり、それゆえ、増幅器は線形となる。

第４図は、光増幅器の、（９）式を充足させることによ
る線形化を意図したフィードフォワードスキームのブロ
ック図である。当該スキームは、入力方向性結合器（電
力結合係数Ｃ）、光検出器（量子効率η）及びベースバ
ンド増幅器（電流利得Ｇ　）を用いている。当該増幅器
の出力電流■１　　（ｔ）は、ＤＣＣ励振電流ＩＤ色加
算される。Ｋを光増幅器の入力端面における電力結合の
係数とすると、（９）式より が成り立つことが必要となる。

光信号が、数多くの光通信システムにおける場合と同様
、数百ＧＨｚに亘る帯域幅を有する場合には、このよう
な信号を伝達できるベースバンド増幅器が存在しないた
め、（３）式は充足され得ない、ということに留意する
ことは重要である。しかしながら、キャリア寿命がゼロ
ではない（τ。

λ０．３　ｎ５ｅｃ）ために、キャリア濃度は数ＧＨｚ
（１／２πτ　の数倍）より速い変化に応答しない。よ
って、線形化電流１１　（ｔ）及び当該ベースバンド増
幅器は、光波帯域幅とは関係なく、数ＧＨｚ以上の速い
周波数成分をカバーする必要がない。

原理的には、当該フィードフォワード経路を、当該光増
幅器の出力側に対して接続されたフィードバック経路で
置換することも可能である。この場合には、当該ベース
バンド増幅器の利得に対する要求が低減されるが、当該
フィードバックループのラウンド・トリップ（周回）遅
延が非常に小さいものであることが要求される。

実験 本発明にかかる線形化法の有効性を試験するために２信
号実験が用いられた。２組の１．３μｍ用波長可変外部
共振器レーザーによって、周波数ｆ１及びｆｌの等電力
信号が生成された。使用されたＩＪμｍ用光増幅器は、
チップの利得２４ｄＢ。

一端面当たり約５ｄＢの結合損失、及び端面反射率約１
×ｌロー４を有し、利得の波長による変動は、１ｄＢ未
満であった。一方の波長可変レーザー（周波数ｆｔ）か
らの光の一部を用いて、前記光増幅器の出力がヘテロゲ
イン検波された。その結果生じたＲＦ倍信号、スペクト
ラムアナライザに表示され、周波数ｆ２を有する信号及
び周波数２ｆ　２−ｆ　ｔを有するＩＭＤ積の振幅を測
定するのに用いられた。これらの信号は、当該スペクト
ラムアナライザ上では、それぞれ、ｆｌ−ｆｌ及び２　
（ｆｌ−ｆ、）のところに現れた。

線形化器（第４図）は、３ｄＢ入力入力器、広帯域光検
出器、及び４０ｄＢの利得を有し、周波数による利得変
動の少ない（＜２ｄＢ）　、２ＧＨｚ帯域幅のベースバ
ンド増幅器より構成された。可変減衰器及び可変遅延線
がフィードフォワードバイアス電流１．（ｔ）の振幅及
び遅延を調節するために用いられた。

第５図は、当該線形化器を用いない場合（白丸）及び用
いた場合（黒丸）の、周波数間隔に対する規格化された
ＩＭＤ電力を示す図である。双方の場合とも、増幅器の
端面出力電力は信号周波数当たり一５ｄＢｍであった。

当該図面よりＩＭＤのｌＯから２０ｄＢの低減がなされ
たことがわかる。周波数によるばらつきは、フィードフ
ォワード信号経路、特にベースバント増幅器における不
完全な周波数応答によるものとされる。

第６図は、当該線形化器を用いない場合（白丸）及び用
いた場合（黒丸）の、各信号周波数当たりの端面（ファ
セット）出力パワーに対する規格化されたＩＭＤを示す
図である。この場合の２信号間隔は約５ＱＯＭＨｚであ
った。当該図面における実線及び破線は最小二乗誤差を
表し、直線はデータ点にフィツトしており、それぞれ、
傾きに関する拘束のない場合及び傾き２の場合である。

この傾きは、３次ＩＭＤ積が入力パワーの３乗に比例し
ていることを示しており、このことは、少なくとも当該
線形化器を用いない場合に予想されていることである。

第６図における傾き２の直線及び第２図における１０か
ら２０ｄＢの改善は、本発明に従って線形化された光増
幅器が同一のＩＭＤ対信号比で動作している線形化され
ていない光増幅器と比較して周波数間隔に依存して、出
力パワーを５から１０ｄＢ増加させて動作させることが
可能であることを示している。

本発明に係る線形化器を、光増幅器の有効飽和パワーを
増大させる手段として考えることは興味深い。前述の実
験においては、有効飽和パワーが約７ｄＢ増加している
ことになる（ＩＭＤの約１４ｄＢの低減）。この改善量
は、さらに、前記ベースバンド増幅器の利得変動を低減
することによって増加させられうる。同様のオーダーの
改善は、任意の入力信号に対して実現されると期待され
る。

さらに、実効的線形化は光信号のスペクトルが、当該光
増幅器が実質的に一定利得を宵する帯域幅に制限される
ことを要求する。この帯域幅は数百ＧＨｚである。他方
、当該ベースバンド電気的増幅器の帯域幅は数ＧＨｚよ
り広いものである必要はない。こちらの帯域幅はキャリ
ア寿命の逆数に関係している。

■、飽和誘起クロストークの電気的補償この節において
は、簡潔なフィードフォワード回路が、波長多重化オン
−オフ−キーイング方式光増幅器における飽和誘起クロ
ストークを低減することを示す。増幅器の実行利得を３
ｄＢ増加させ、かつ、クロストークを２０ｄＢ低減する
２チャネル回路が記述されている。

ＳＩＣの特性を調べる簡便な方法は、正弦波的に強度変
調された信号と変調されていない検索信号とを同時に増
幅させ、当該検索信号上に誘起された変調側波帯を観測
することである。このプロセスは、平均キャリア濃度Ｎ
　（ｔ）及び即時入力及び出力先電場Ｅ　　（ｔ）及び
Ｅ　　　（ｔ）を関ｉｎ　　　　　　　　　　ｏｕｔ 係付けるレート及び波動方程式を用いることによって理
論的に記述される： ここで、Ｎ　（ｔ）は、増幅器長しに渡って平均されて
おり、電場はＩＥ１２が電力の次元を有するように規格
化されており、ｈνは光子のエネルギ、τ　はキャリア
寿命、Ｎ　　（−１τｏ／ｑＶ）ｐ は、注入電流Ｉに対応するキャリア濃度、■は活性領域
の体積、ｑは電子の電荷、αは線幅増強係数、ｒはモー
ド閉じ込め係数、Ｎｏは当該材料が透明になるキャリア
濃度であり、導波路損失は無視されている。当該増幅器
の出力での正弦波的に変調された信号は によって与えられる。ここで、ｍは変調指数、ωｍは変
調周波数である。位相係数φ（１）は、強度変調によっ
て生じる周波数変調あるいはチャーピングを表している
。被変調信号（Ｌｌ）が検索信号（Ｌ２）よりもはるか
に大きいと仮定する。

（３）式を用いると（１１）式はＮ　（ｔ）に対して容
易に解くことが可能であり、 Ｃ１斗） となる。当該検索信号は、（１４）式によって与えられ
るＮ　（ｔ）を用いて（１２）によって決まる利得骨（
Ｅｏ、ｔ／Ｅ１ｎ）だけ増幅されることになり、変調側
波帯が生じる。クロストーク量を決定する直接的な基準
となる、一方の側波帯の電力のキャリアに対する比（Ｓ
ＣＲ）は、 によって与えられる。ここで”　ｓａｔ　＝　（ｈνＶ
／ａτ　ｒＬ）は、当該増幅器の飽和電力である。

利得の強度揺動に対する応答は、キャリア寿命によって
減衰させられるため、ＳＣＲは変調周波数が増加すると
減少する。

第７図は、ＳＩＣ及び利得揺動を補償する線形化回路を
測定するために用いられた実験装置を示している。増幅
器の入力における光強度をサンプリングし、電気的フィ
ードフォワード回路を用いることによって、当該線形化
器は、（１１）式の右辺がゼロになるように注入電流を
修正する。理想的には、利得は一定となり、５ＣＲ−０
となる。波長１３０５ｎｍのＤＦＢレーザーからの光信
号Ｌ１と回折格子により波長選択された外部共振器レー
ザーからの１２９Ｏｎ１１の光Ｌ２が、同時に増幅され
る。進行波型光増幅器は、残留反射率２　Ｘ　ｔｏ−４
を有し、ファイバー間利得１４ｄＢで利得変動は±０．
５ｄＢである。出力における光アイソレータを含むファ
イバー間結合損失は、総量で１０ｄＢである。高速Ｉｎ
ＧａＡｓフォトダイオードＰＩＮ１及びＰＩＮ２が、強
度変調されたＬ１信号の直接検出及び当該光増幅器の出
力のヘテロゲイン検出にそれぞれ用いられる。Ｌ２から
２ＧＨｚ以内の周波数で動作させられる第２の外部共振
器レーザーが、局部発振器として用いられる。当該線形
化器は、当該光増幅器の入力における信号強度をサンプ
リングするために、第３フオトダイオードＰＩＮ３を用
いる。サンプリングされた信号は、約５０ｄＢ増幅され
て、光増幅器のバイアスを変調するために用いられる。

ファイバー遅延線ΔＬ及びマイクロ波可変位相偏移器（
図示せず）が、検出された電気信号と光増幅器に注入さ
れる光信号の伝播遅延を等しくするために用いられる。

当該フィードフォワード回路の帯域幅は、約２ＧＨｚで
ある。

Ｌｌに対して１００％の正弦波変調を行なった（ｍ＝１
）場合のＬ２上に誘起されるクロストークがＬｌの出力
パワーの関数として、線形化器を用いた場合及び用いな
い場合の双方について、第８図に示されている。さらに
（１５）式により予７ＴｌｌＪされる直線も示されてい
る。ＳＩＣの低減は、実質的に利得飽和を生ずるような
Ｌｌのパワーに対しては小さいが、より小さい出力パワ
ーに対しては、少なくとも２５ｄＢ（ノイズフロアによ
り制限されている）である。

デジタルシステムにおけるクロストークの低減に対する
、本発明に係るフィードフォワード回路の有用性は、第
９図に例示されている。当該図面は、Ｌｌが２００Ｍ　
ｂ　／　ｓの擬乱数データによって強度変調された場合
の、増幅されたＬ２信号（中心１．５Ｇ　Ｈｚ　）のヘ
テロゲイン検出されたスペクトル及び直接検出されたＬ
ｌのスペクトル（６００ＭＨｚ以下の周波数）の双方を
示している。Ｌ２に対しては変調が行なわれていないた
め、増幅されたスペクトルにおいて明らか゛に存在する
変調は、Ｌｌの増幅によって誘起されたクロストークで
ある。当該線形化器を用いることによって、クロストー
クは約２０ｄＢ低減されている。さらに、第９図のゼロ
周波数のところに示されている６ｄＢの差より明らかな
ように、当該光増幅器の実行利得は３ｄＢ　（光学的）
増大されている。

【図面の簡単な説明】

第１図は、光増幅器に対する小信号モデルを示した図： 第２図は、光増幅器に対する改良された小信号モデルを
示した図； 第３図は、光増幅器に対する大信号モデルを示した図； 第４図は、本発明に係る線形化法を示したブロック図 第５図は、本発明に係る線形化器（リニアライザ）を用
いた場合と用いない場合の、増幅器のＩＭＤ周波数応答
を示した図； 第６図は、本発明に係るリニアライザを用いた場合と用
いない場合の、増幅器のＩＭＤと出力電力との関係を示
した図； 第７図は、進行波型増幅器（ＴＷＡ）におけるクロスト
ークを測定・除去するシステムを示した図； 第８図は、本発明に係るリニアライザを用いた場合（円
）及び用いない場合（四角）の、第７図のシステムにお
ける測定されたクロストークを示した図；及び、 第９図は、ＢＦＰレーザーに２００Ｍ　ｂ　／　ｓの擬
乱数変調をかけたものを用い、本発明に係るリニアライ
ザを用いた場合及び用いない場合の、検出されたマイク
ロ波スペクトラムを示した図である。 出　願　人：アメリカン　テレフォン　アンドテレグラ
フ　カムバニ Ｉ〜１０／ｌＲ号 ｄＢ ＩＰｖｌＤ／信号 Ｂ 側波帯／信号 （ｄＢ） パワー　　　（１０ｄＢ／ｄｉｖ）

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）（ａ）光利得媒体と；（ｂ）前記光利得媒体へ光
   を結合する手段と；（ｃ）前記光利得媒体から光を外部
   へ結合する手段と；（ｄ）前記光利得媒体へ励振エネル
   ギーを結合する手段と；を有する光増幅器において、 前記利得媒体に対して付加利得を生ぜしむる補償ループ
   を有し、それによって当該光増幅器の利得における信号
   誘起変化が低減されることを特徴とする光増幅器。
2. （２）前記補償ループが、前記光利得媒体内部へ光を結
   合する手段と前記光利得媒体へ励振エネルギーを結合す
   る手段との間のフィードフォワードループであることを
   特徴とする請求項１記載の光増幅器。
3. （３）前記補償ループが、前記光利得媒体から光を外部
   へ結合する手段と前記光利得媒体へ励振エネルギーを結
   合する手段との間のフィードバックループであることを
   特徴とする請求項１記載の光増幅器。
4. （４）前記補償ループが、実質的に平坦な周波数応答を
   有することを特徴とする請求項１記載の光増幅器。