JPH027738A - 入力信号のタイミング回復制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は通信伝送の分野に関し、特に、タイミング位相
情報の収集及びトラッキングに関する。

〔従来の技術及び発明が解決しようとする問題点〕

送信局と受信局との間の音声ネットワークを介するデー
タ情報の通信は、通常、変復調装置（変調器／復調器）
を使用して行われる。変復調装置は、いくつかの良く知
られた変調方式の１つに従ってデジタル情報を変調する
ことにより、そのデジタル情報を変換する。この変調デ
ータは受信側変復調装道へ伝送され、そこで元の情報を
発生するために復調される。伝送された情報を適正に復
調し、復号するために、復調器には伝送のクロック速度
が知らされていなければならない。通常、タイミング情
報は伝送信号自体から様々力方法によって取出される。

従来の伝送方法の１つは、直角位相像幅変調（ＱＡＭ）
モードで実開のデータが伝送される前に直角位相シフト
キー（ＱＰＳＫ）モードで伝送される設定・タイミング
回復報の「ヘッダ」を利用する。

この方法によれば、タイミング信号の収集は、ボー不確
定領域で最大又は最小ボーエネルギーを測定し、それに
応じて初期タイマー位相を１り正することにより行われ
る。誤差信号に応答して、ボータイマーの位相は一定増
分ずつ進められるか又は遅れるようになっている。この
ような方式は信号のＱ　Ｐ　Ｓ　Ｋヘッダ部分からタイ
ミング情報を得るのには適しているが、妨害があるため
に、変復調装置がＱＡＭ伝送モード：て入った後にタイ
ミング信号を再び収集する必要がある場合には不適切で
ある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、不等化ＱＡＭ波形に対して初期タイミング位
相不確定性の急速な収集及びジッタの少ない信頼に足る
高速トラッキングを可能にするために、ボーごとにサン
プル４つをとるタイミング回復方式を採用する。好まし
い実施例においては、本発明ｔ１０．０２パーセント以
下のデータタイミング周波数不確定性に対して動作する
。タイミング回復システムはプログラム可能位相ボータ
イマーと関連させたプログラム可能デジタル信号プロセ
ッサコードによって実現される。ボータイマーはソフト
ウェア、ハードウェア、いずれの形態で実現されても良
い。本発明の方式は、波の着方法によシ取出される１対
の直角位相（Ｔ／４４Ｉ間している）タイばング誤差信
号に基づいている。波の着方法においては、受信したア
ナログ信号の実サンプルと虚サンプルとを二乗加算する
ことによｐ各ボーサンプルのエンベロープ累乗を計算す
る。

本発明の好ましい実施例では、１つのタイミング波から
ボーごとに４つのサンプルが取出される。

公称上は、はぼ正弦波形をとる波形の最大傾きのポイン
トで２つのサンプル（たとえば、Ｙｌ、Ｙ３）が取出さ
れる。他の２つのサンプル（たとえば、Ｙ２及びＹＯ）
は、それぞれ、最大振幅と最小振幅のポイントで取出さ
れる。本発明の回路はサンプルＹ２とサンプルＹＯとの
差の大きさをできる限り大きくすると共に、サンプルＹ
１とサンプルＹ３との差の大きさをできる限り小さくシ
、ようとする。これは、タイミング位相を必要に応じて
進ませる又は遅らせることによシ実行される。差の項の
符号は、タイミング信号回復の効率を最大にするのに必
要な修正の性質を指示するために利用される。

従って、本発甲の目的は、ＱＡＭ伝送モードでタイミン
グ信号の急速再収集を可能にするタイミング回復方法を
提供することでちる。

本発甲の別の目的は、信号路における利得過渡妨害に応
答するタイミング回復技術を提供することである。

本発明のさらに別の目的は、不等化ＱＡＭ波形に対して
ジッタの低い信頼に足るトラッキングを実行するタイミ
ング回復技術を提供することである。

その他の目的及び付随する目的は添付の図面と関連する
以下の説明を読むことにより明白になるであろう。なお
、図面中、同一の図中符号は同様の部分を示す。

〔実施例〕

以下、結付の図面を参照して本発明の詳細な説明する。

データ通信に使用するタイミング回復方式について説明
する。以下の説明の中には、本発明をより完全に理解で
きるようにボーレート、不確定性範囲等の特定の詳細な
事項が数多く記載されるが、それらの特定の詳細な記述
がなくとも本発明を実施しうろことは当業者には自明で
あろう。本発明の理解を不必要に妨げないために、周知
の特徴について詳細に説明しない場合もちる。

ＱＰＳＫ信号は搬送波をπ／２ラジアンシフトさせるこ
とにより発生される。Ｑ　Ｐ　Ｓ　Ｋ信号は考えられる
４位相の中の１つの位相を有するが、各位相は４つの２
進値ペア（００，０１，１０，１１）　の１つを表わし
ている。ＱＰＳＫ波は次のように定義される。

５ｉ（ｔ）　＝　　ｃｏｓ　（ωｃｔ＋θｉ）式中、ｉ
＝１．２，３．４ −Ｔ／２≦ｔ≦Ｔ／２ θｉ−０＋”１／−π７′２．π 又はθｌ−＋／−π、／４．．＋／−３π／４この種の
伝送は直角位相伝送と呼ばれることが多く、互いに直角
の位相（コサインωｃｔおよびサイン・ｏｃｔ　）にあ
る２つの搬送波が同じチャネルを介して同時に伝送され
ることになる。

第４図に示すように、ＱＰＳＫ信号を二次元図で表わす
ことができる。水平軸はａｉの場所に対応し、同位和動
と呼ばれる。垂直軸はｂｌに対応し、直角位相軸と呼ば
れる。第４図の４つ象限の中にある信号ポイントは信号
星座を表わす。

ａｉ及びｂｉに複数の値を割当てることにより、直角位
相振幅変彊（ＱＡＭ）として知られるマルチレベル記号
信号通信方式が形成される。ＳＡＭ方式は、それぞれの
直角位相搬送波に個別的にマルチレベル振幅変調を適用
するものである。このようにして、第５図に示すものの
ような１６状態星座が得られる。ここで、第４図のＱＰ
ＳＫ変調方式の各ポイントはＱＡＭ方式における４つの
ポイントを表わすので、合わせて１６個のポイントがＱ
ＡＭ星座に規定されることになる。−船釣なＱ入Ｍ信号
は次の式により表わされる。

５ｔ（ｔ）＝　ｒｉ　ｃｏｓ　（ω（ｔ”　０１　）式
中、振幅ｒｉ　　は（ａｉ＋Ｊ）の適切な組合せによっ
て与えられる。次に、位相検出器／振幅レベル検出器の
組合せを使用して、デジタル情報を取出す。

先に述べた通り、信号の復調を実行できるようにタイミ
ング情報を取出すことが必要である。ＱＰＳＫ信号とＱ
ＡＭ信号には共にエンベロープ情報が欠けているので、
同期検出が要求される。換言すれば、情報信号を正画に
復号する介めには、入力信号の周波数と位相の双方を復
調器により整合させかければならない。

本発明においては、０．０２パーセント以下のデータタ
イミング周波数不確定性を有する不等化ＱＡＭ波形に対
して初期タイミング位相不確定性を迅速に収集すると共
に、ジッタの少ない信頼に足るトラッキングを提供する
ために、４サンプル／ポ一タイミング回復アルゴリズム
を゛使用する。タイミング回復方式はプログラム可能位
相ボータイマーと関連させたプログラム可能デジタル論
理において実現されても良い。必要に応じて、ボータイ
マーをプログラミングループとして実現することも可能
であろう。本発明の方式は、波の差方法によυ取出され
る１対の直角位相（Ｔ／４離間している）タイミング誤
差信号に基づいている。波の差方法によれば、受信した
信号の実サンプルと虚サンプルを二乗加算することによ
り、各ボーサンプルのエンベロープ県東が計算される。

従って、ボーごとに４つの累乗サンプルが得られる。タ
イミング誤差信号はＴ／２離間した累乗サンプルの差を
求めることにより得られる。本発明の好ましい実施例に
おいては、それらのタイミング誤差信号は、帰還ループ
更新に関するサンプリング速度の１０分の１をとるボッ
クスカー積分器アルゴリズムを使用して平均化される。

第２図に関して説明する。本発明の好ましい実施例のサ
ンプルポイントを表わすボーサンプルが示されている。

ポーサンプル１２のサンプルポイントは最小振幅（ｙｏ
）及び最大振ＩＴｈ（Ｙ２）と、最大傾きの場所（Ｙｌ
及びＹ３）で取られる。本発明のタイミング回復方式は
、ＹｌとＹ３との差をできる限り小さくすること及びＹ
２とＹＯとの差をできる限り大きくすることを目標とし
ている。

ここで第１図に関して説明すると、第１図にはタイミン
グ誤差信号１０及び１１が示されている。

タイミング誤差信号１１はサンプルポイントＹ。

及びＹ２の振幅の二乗の差を求めることによ多発生され
る。サンプルは互いにＴ／２離間している。

また、タイミング誤差信号１０は、同様にＴ／２離間し
ているサンプルポイン）Ｙｌ及びＹ３の振幅の二乗の差
を求めることによ多発生される。タイミング誤差信号１
０及び１１は、帰還ループ更新に関するサンプリング速
度の１０分の１を取るボックスカー積分器アルゴリズム
を使用して平均化される。

動作中、タイミング回復ループを指示するためにタイミ
ング誤差信号１０及び１１の符号と振幅の双方を利用す
る。好ましい実施例では、ＹＯは公称の上でボーサンプ
ルの最小振幅にあ、９、Ｙ２は最大振幅にある。従って
、式Ｙ０２−Ｙ２２により発生されるタイミング誤差信
号１１は負の数となる。第１図について賃単に説明する
と、第１図には誤差関数値とタイミング誤差との関係が
示されている。タイミング誤差信号１１は、タイミング
誤差がＯのとき、負の最大値をとる。タイミング誤差信
号１１が負である間、タイミング回復はプラス又はマイ
ナスＴ／４ポーの範囲にあシ、信号の通常トラッキング
が適している。タイミング誤差信号１１が正になると、
タイミング信号は約半サイクルずれるので、急速トラツ
Φング回復ループが要求される。これに相応して、誤差
信号の大きさを使用してサンプリングポイントにおける
ずれの程度を示すことができる。

さらに、第１図に示すように、式Ｙ１２−　Ｙ３２によ
υ発生されるタイミング誤差信号１０は、公称上、タイ
ミング回復に誤りがないときＫＯとなる。タイミング誤
差信号１０の符号は、サンプリングポイントが最適位置
の前方にあるか又は後方にあるかを示す。

本発明の好ましい実施例においては、タイミング回復は
粗収集と、粗トラッキングと、精密トラッキングとから
成る３ステツププロセスで実行すれる。粗収集モードで
は、直角位相タイミング誤差信号１０及び１１を使用し
て、タイミング位相アンビギュイテイをプラス又はマイ
ナスＴ／８ボー周期まで低減するステッピング決定を発
生する。

チャネル等化が劣っているために波形のひずみが大きい
にもかかわらず高い信頼性をもってステッピング決定を
確保するために、タイミング誤差信号サンプルを有意間
隔にわたシ積分する。

マルチステップ粗収集の後、粗トラッキングが実施され
、タイミング誤差信号１０を使用して、ループ利得が比
較的高い比例帰還ループを制御する。このモードでは、
タイミング位相及び周波数の誤差はボー周期ごとにほぼ
プラス又はマイナス１フ３２寸で減少する。フェーズロ
ックを確認するために、直−Ｍ位相タイミング誤差・信
号の符号を使用して、タイミング誤差がＴ／８未満であ
る間の連続するボー周ル１の数をカウントする。タイミ
ング誤差ウィンドウの中の十分カ数（好ましい実施例で
は１０）の連続サンプルを経た後、精密トラッキングが
実行される。

精密トラッキングモードは、−次ループで約０．０２パ
ーセントの最大周波数ずれをトラッキングすることと一
致する最大ボックスカー積分（及びこれに相応する最小
ループ更新速度）を採用する。このように、精密トラッ
キングループフィルタは、最悪のＱＡＭ波形の場合でも
低レベルのタイミングジッタと可能にするために、デー
タに依存する誤差信号変化からループに現われるピーク
タイミング調整ノイズを制限する。積分直角位相タイミ
ング誤差信号は信頼に足るロックインインジケータとし
て作用する。

次に第３図に関して説明すると、第３図には、本発明の
好ましい実施例を示すブロック線図が示されている。Ｑ
ＡＭ信号１３は乗算器１４Ａで余弦項と乗算されると共
に、乗算器１４Ｂで負の正弦項と乗算されて、同位相信
号４７及び直角位相信号４８をそれぞれ発生する。それ
らの信号４Ｔ及び４８はＡ／Ｄ変換器１５に入力されて
、それぞれデジタル出力４９及び５０に変換される。デ
ジタル出力は乗暖、器１６Ａ２１＋び１６ＢでＴ／２の
間隔でそれぞれ二乗される。二乗された信号は加算ノー
ド１７で加算される。加算ノード１７の出力はノード１
８において処理ブロック１９及び２０に結合される。処
理ブロック１９は同位相サンプルポイン）ＹＯ及びＹ２
の二乗の累乗差２１を発生する。処理ブロック２０は直
角位相サンプルポイン）Ｙｌ及びＹ３の二乗の累乗差２
２を発生する。

累乗差信号２１及び２２は加η、器２３で加算される。

加算されるサンプルの数は、システムが粗検出モードに
あるか又は粗トラッキングモードにあるかによって決ま
る。イネ−プリング信号はサンプル上限を粗収集モード
では９に設定し、トラッキングモードでは３２に設定す
る。

直角位相符号信号２５は加算器２３から出力されて比較
器２７に入力し、そこでゼロと比較される。符号が負で
ある（ゼロよシ小さい）場合、比較器２７はスルーモー
ド信号２８を出力し、符号が正である（ゼロより大きい
）場合には、比較器２γは線形モード信号２９を出力す
る。線形モード信号は比較器３０に入力される。線形モ
ード信号２９が１０個の連続サンプルを経る間現われて
いるならば、比較器３０は加算器２３に低速信号３２を
出力する。１０個の連続するサンプルについて線形モー
ド信号２９が現われ続けるように彦るまで、比較器３０
は加算器２３に高速信号３１を出力する。１０個の運、
続サンプルについて１腺形モ一ド信号２９が現われてい
れば、粗収集が完了しており、粗トラッキングを開始し
て良いと仮定される。

加算器２３の同位相出力２６はスルー値ブロック３６に
入力される。スルー値ブロック３６は、信号を順方向に
スルーすべきか又は逆方向にスルーすべきかを決定する
ために、出力信号２６の符号を試験する。

加算器２３の同位相出力２６の大きさはループスケーリ
ング部３７で定数と乗算される。本発明の好ましい実施
例においては、この定数は３／８ニ等しい。ルーフスケ
ーリング部３７の出力３８は積分器３９に入力され、そ
こで１１大ボツクス力−積分間隔で積分される。積分器
３９の出力４０はスルー値ブロック３６の出力と共にス
イッチ４１に結合される。スルーモード信号２８と線形
モード信号２９はスイッチ４１を制御する。スルーモー
ド信号２８が現われている場合、スイッチ４１は粗収集
実行のためにスルー値ブロック３６の出力端子に結合さ
れる。また、線形モード信号２９が現われている場合に
は、粗トラッキング又は精密トラッキングのいずれかを
実行するためにスイッチ４１は積分器３９に結合される
。

スイッチ４１はＮ除算器４３に結合される。Ｎ除算器４
３は、好ましい実施例では７６．８ＫＨｚであるクロッ
ク４５に結合されている。Ｎ除算器は６００Ｈｚクロツ
ク４４と、２４００Ｈｚクロツク４６とを出力する。２
４００Ｈｚクロツク４６はＡ／Ｄ変換器１５に結合され
る。

動作中、入力しｐ　Ｑ　Ａ　Ｍ　信号１３は同位相部分
４９と、直角位相部分５０とを有する複合デジタル信号
に変換される。これらの部分は入力波形の累乗エンベロ
ープを発生するためにそれぞれ二乗され、加算ノード１
７で加算される。Ａ／Ｄ変換器１５は、公称上は第２図
に示される場所ＹＯ。

Ｙ３でボーごとに４つのサンプルを掃供するためにクロ
ックされる。

処理ブロック１９及び２０は、タイミング誤差信号１０
及び１１にそれぞね対応する累乗差信号２１及び２２を
出力する。累乗差信号は加算器２３で積分される。本発
明のタイミング回復は、収集モードとトラッキングモー
ドの双方を有する。制御信号２４は加算器２３により加
算されるサンプルの数を制御する。高速（収集）モード
では、決定をより迅速に実行できるように９個のサンプ
ルのみが加算される。スルー（トラッキング）モードに
おいては、確率的平均が集合平均に近づくように、３２
個のサンプルが加算される。線形モードでは、時間平均
が集合平均の付近にとどまるように、多数のサンプルが
必要とされる。サンプル数が多いほど、確率的平均は集
合平均に近くなシ、従って、回復は線形モードにとどま
る。

累乗差信号の符号は本発明の誤差関数の象限を識別する
ために使用される。下記の老は累乗差信号の符号に基づ
く象限の場所を表わす。

正　　　　　　　負　　　　シレ′２≦Ｘ≦−Ｔ／４負
　　　　　　　負　　　　　−Ｔ／４≦Ｘ≦０負　　　
　　　　正　　　　　Ｏ≦Ｘ’Ｔ／４正　　　　　　　
正　　　　　Ｔ／４≦Ｘ≦Ｔ／１２累乗差信号２１の符
号はスルーモード／線形モードの決定を制御するために
使用される。累乗差信号２１の符号が正であれば、タイ
ミング回復はほぼ半ボーサイクルずれていると仮定され
、急速回復のためにスルーモードが選択される。累乗差
信号２１の符号が負であれば、タイミング回復は０誤差
の半ボー以内にあると仮定され、線形モードが選択され
る。比較器２７の出力は、スルーループ出力と線形ルー
プ出力とを選択するためにスイッチ４１を制御する。

スルーモードにある場合、累乗差信号２２の符号は、寸
ず、タイミング回復を順方向にスルーすべきか又は逆方
向にスルーすべきかを決定するために利用される。線形
モードでは、累乗差信号２２の大きさはサンプリングを
移動すべき量を決定するために利用され、サンプリング
をどの程度壕で移動すべきかを決定するために死乗差信
号２２に比例する値が利用される。

本発明においては、最初に線形モードに入った後、サン
プル速度は低速のままであるので、システムが適正に線
形モードに入っているか否かを判定することができる。

最初に線形モードに入った後、タイミング回復に大きな
誤差が生じていれば、その誤差を具現化し、スルーモー
ドに戻すまでに３２ボ一周期を要するものと考えられる
。始めの１０ポー周期についてサンプルを人工的に低速
に保持することにより、スルーモードへの急速回復を実
現しても良い。

タイミング回復を制御するための加算器２３からの経路
は２通シある。第１の経路はスルー値ブロック３６を介
し、第２の経路はループスケーリング部３Ｔ及び積分器
３９を介するものである。

各ループの末端はスイッチ４１に結合され、スルー経路
又は線形経路のいずれかを選択するために、スイッチ４
１は比較器２７によシ制御される。スルーモードの場合
、最大スルーは１ボ一周期の＋／−１／Ｓ　　である。

スルーモードは粗タイミング回復に使用され、非常に急
速である。

線形モードでは、累乗差信号２２の大きさとスケーリン
グ係数（好ましい実施例においては３／８）とが乗算さ
れる。ループスケーリング部３７の出力３８は積分器３
９で積分され、積分器３９の出力４０は、スイッチ４１
が線形モードを選択したとき、タイミングループを駆動
する。

クロック信号４５はＮ除算器４３に入力される。

本発明の好ましい実施例のクロック信号は７６．８Ｋ　
Ｈｚ　であるが、任意の適切なりロック信号を利用して
良い。本発明において、Ｎの公称値は１２８である。こ
の値はスルーループ又は線形ルーズの出力に従って増減
される。従って、Ｎ除算器４３のクロック出力４６は、
公称では、２４００Ｈｚプラス又はマイナス修正量とな
る。このクロック信号４６は、入力信号のサンプリング
ポイントを制御するために、Ａ／Ｄ変換器１５に入力さ
れる。

タイミングジッタを低減するために、本発明はスイッチ
４１とＮ除算器４３との間に配設されるオプションの制
限ブロック５１を含む。制限ブロック５１は、各ボー周
期におけるＮの値の変化の量をプラス又はマイナス１に
制限する。制限ブロックは、ボー周期ごとにトリガされ
るダウンカウンタを含む。たとえば、線形ループ又はス
ルーループの出力がＮを値８だけ変化させた場合には、
制限ブロック５１はこの変化を８ボ一周期にわたって広
げると考えられる。制限ブロックは、修正値にプリセッ
トされるダウンカウンタを含む。

Ｌｌ、上、デジタルタイミング回復技術及びその技術を
実施する装置を説明した。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の誤差関数を示すグラフ、第２図は、
本発明の好ましい実施例で利用されるタイミング誤差サ
ンプルポイントを示すグラフ、第３図は、本発明のタイ
ミング回復信号処理を示すブロック線図、第４図は、４
ポイントＱＰＳＫ星座を示す図、及び第５図は、１６ボ
イン）ＱＡＭ星座を示す囚である。 １０．１１・・・拳タイミング誤差信号、１３・・・・
ＱＡＭ信号、　１４Ａ、１４Ｂ　　−・・・乗算器、１
５・・・・Ａ／Ｄ変換器、１６Ａ、１６Ｂ・・・・乗算
器、１７・・・・加算ノード、１９．２０・・・・処理
ブロック、２１．２２・・・・累乗差信号、２３・・・
・加算器、２４・・・・制御信号、２５・・・・直角位
相符号信号、２６・−・・同位相出力、２７・・・・比
較器、２８・−・・スルーモート信号、２９・・・番線
形モード信号、３０−・・・比較器、３１・・・・高速
信号、３２・−・・低速信号、３６・・・−スルー値フ
ロック、３７１１・・ψループスケーリング部、３９・
・−・積分器、４１・Φ−スイッチ、４３・・・・Ｎ除
算器、４４◆・嗜・６００Ｈｚクロツク、４５−−拳−
クロック、４６”＠”２４００Ｈｚクロツク、４７　＊
　＊　會ｅ同位相信号、４８・・・・直角位相信号。 特許出願人　シリコン・システムズ・ インコーホレーテッド

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力信号を受信し、前記入力信号の複数のサンプ
   ルを発生し、第１の出力信号を供給する入力手段と； 前記第１の出力信号に結合されて、前記第１の出力信号
   を、前記複数のサンプルの中から選択されたサンプルの
   差をそれぞれ表わす第１及び第２の累乗差信号に変換す
   る第１の変換手段と；前記第１及び第２の累乗差信号に
   結合されて、所定の数の前記第１及び第２の累乗差信号
   を加算し、それぞれ符号と大きさを有する第２及び第３
   の出力信号を供給する加算手段と； 前記第３の出力信号に結合されて、前記第３の出力信号
   の前記符号を判定し、前記符号が正であるときは第１の
   制御信号を供給し、前記符号が負であるときには第２の
   制御信号を供給する第１の比較手段と； 前記第２の出力信号に結合されて、前記第２の出力信号
   と所定のスケーリング係数とを乗算し、第４の出力信号
   を供給する第１のスケーリング手段と； 前記第２の出力信号に結合されて、所定の値を有し且つ
   前記第２の出力信号の前記符号と等しい符号を有する第
   ５の出力信号を供給する第２のスケーリング手段と； 前記入力手段に結合されると共に、前記第１の比較手段
   の前記出力に従つて前記第４及び第５の出力信号の一方
   に選択的に結合されるスイッチ手段と； を具備する入力信号のタイミング回復を制御する回路。
2. （２）入力信号に結合されて、波の差計算方法により第
   １及び第２の誤差信号を発生する入力手段と；前記第１
   及び第２の誤差信号に結合されて、所定の数の前記第１
   及び第２の誤差信号を加算し、それぞれ符号と大きさを
   有する第３及び第４の誤差信号を供給する加算手段と； 前記第４の誤差信号に結合されて、前記第４の誤差信号
   の前記符号を判定し、前記符号が正であるときは第１の
   制御信号を供給し、前記符号が負であるときには第２の
   制御信号を供給する第１の比較手段と； 前記第２の制御信号に結合されて、前記所定の数を決定
   するために前記加算手段に結合される第３及び第４の制
   御信号を供給する第２の比較手段と； 前記第３の誤差信号に結合されて、前記第３の誤差信号
   と所定のスケーリング係数とを乗算し、第５の誤差信号
   を供給する第１のスケーリング手段と； 前記第３の誤差信号に結合されて、所定の値を有し且つ
   前記第３の誤差信号の前記符号と等しい符号を有する第
   ６の誤差信号を供給する第２のスケーリング手段と、 除算手段に結合されると共に、前記第１の比較手段の前
   記出力に従つて前記第５及び第６の誤差信号の一方に選
   択的に結合されるスイッチ手段と；前記除算手段に結合
   されるクロック信号と；を具備し、前記除算手段は前記
   第５及び第６の誤差信号に従つて決まる値で前記クロッ
   ク信号を除算し、前記除算手段は前記入力手段に結合さ
   れる第７の誤差信号を供給する、入力信号のタイミング
   回復を制御する回路。