JPH0281543A - Ｔｄｍａバースト信号の復調方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、ＴＤＭＡバースト信号を同期検波により同期
を確立して復調するしてＴＤＭＡバースト信号の復調方
式に関する。

（従来の技術） 従来ＴＤＭＡ通信方式では、受信信号が複数の互いに非
同期のバースト信号からなるため、この信号を復調する
ためには、各バーストに対して基準信号を作成しながら
復調動作を行わなければならず、このため搬送波再生回
路としては極めて短時間のうちに同期を確立し得るもの
でなければならなかった。また、受信信号と復調器で再
生する参照搬送波との同期が確立するまでの間は、送信
側では情報データは送信することができないことから、
通常バーストモード信号は、情報データの１１１に同期
用データ系列であるプリアンプルが付加されている。

プリアンプルは、第７図に示すように搬送波再生用のデ
ータ系列、クロック再生用のデータ系列及び、フレーム
同期あるいは、位相不確定性を取るためのユニークワー
ド系列から成っている。

ここでプリアンプルの長さは、通常使用する回線状態に
よって決定される。すなわち受信Ｃ／Ｎが小さく回線状
態が悪い場合には、受信信号の搬送波と参照信号の搬送
波との間の位相同期を確立するために長い時間がかかる
ことから、長いプリアンプル長が要求される。一方、衛
星回線では、地球局送受信機のローカル周波数の安定度
、あるいは、衛星内での周波数変換等により、受信信号
の搬送波周波数は、送信搬送波周波数とは、異なってい
るのが普通である。特に低速度のディジタル通信では、
信号帯域幅が狭く、上記原因による周波数偏差は変調信
号帯域の４〜５倍になることもある。このような、信号
帯域の４〜５倍の周波数偏差のあるバースト信号を復調
するためには、非常に長い位相同期時間を要し、このた
めプリアンプル長も非常に長く取る必要があった。

一方、海事、航空衛星通信では、回線上で上記のような
固定の周波数偏差の他に移動局の変動による短時間ドツ
プラーが大きな問題となっている。短時間ドツプラーは
、時間とともに搬送波周波数が変化し、その早さは、１
秒間に変調信号帯域幅の１／１０程度まで達することも
ある。

従来、搬送波再生方式としては、ＰＬＬ方式あるいは逓
倍分周方式が使用されているが、短時間ドツプラーによ
る周波数変動を補償するためには、ＰＬＬのループ帯域
幅あるいは逓倍分周方式の狭帯域フィルタの帯域幅をＰ
ＳＫ変調帯域幅の１／１０以上に取る必要がある。しか
しながら、この場合、受信Ｃ／Ｎが高い場合には、積度
良く搬送波再生も可能となるが、低Ｃ／Ｎの場合には、
再生された搬送波は、大きな雑音成分を含み、結果的に
大きな誤り率特性の劣化を招いてしまった。

（発明が解決しようとする課題） 上述のように、低Ｃ／Ｎでしかも、非常に大きな定常的
な周波数偏差が存在するような回線下では、バーストモ
ード信号の伝送を行なう場合、非常に長いプリアンプル
長を用意しなければならず、その長さはプリアンプルに
続く情報データ長と同程度あるいは、それよりも長くな
ることがあった。このように、本質的には、情報データ
でないプリアンプルを長く取ることは、ＴＤＭＡシステ
ム全体の通信効率を非常に低下させることになり、特に
低速度のＴＤＭＡ通信において問題となっていた。

一方、回線上で短時間ドツプラーの発生する場合、たと
え長いプリアンプルを付加したとしても、搬送波再生そ
のものが困難となり、情報データを復調することさえで
きなかった。

本発明は、上述した従来技術の問題点を解決するために
なされたものであり、受信Ｃ／Ｎが低く、定常的な周波
数偏差が大きく、しかも短時間ドツプラーの存在する回
線下でもプリアンプル無しで復調を可能とするＴＤＭＡ
バースト信号の復調方式を提供することを目的とする。

（課題を解決するための手段） 本発明の特徴は、受信信号であるＴＤＭＡバースト信号
を同期検波により復調するＴＤＭＡバースト信号の復調
方式において、 固定周波数発振器及び移相器で制御された第１の参照信
号と該第１の参照信号と直交関係にある第２の参照信号
とで準同期検波し、該準同期検波で得られた直交関係に
ある２つの出力信号を所定の周期でサンプリングしてＡ
／Ｄ変換し、該Ａ／Ｄ変換によりディジタル値となった
ディジタル受信信号をバースト単位でメモリに蓄積し、
該メモリから読みだされた該ディジタル受信信号の変調
成分を除去して無変調信号としたのち、時間軸上の無変
調信号を周波数軸上の無変調信号に変換し、該周波数軸
上の無変調信号で時間的に変動している周波数を前記周
波数軸上で推定し、推定された周波数系列から連続的に
変化する周波数関数の近似を求め、求められた近似関数
を用いて前記受信信号の周波数変動を補償して復調する
ことにある。

（発明の原理） 本発明は、ＴＤＭＡバーストモード信号を受信側で一担
受信信号の持つ搬送波周波数に近い値を持つ参照搬送波
で準同期検波を行い、検波により得られた受信搬送波周
波数と参照搬送波周波数との差の周波数を有するバース
トモード変調波をアナログ／ディジタル変換し、変換に
より得られた゛ディジタル値を１バーストごとに全ての
サンプル値をメモリに蓄積する。メモリに蓄積されたデ
ィジタル信号は、例えば、逓倍法等により変調成分を除
去した無変調信号とする。無変調信号にされた信号は、
例えばスライプ、イングＤＦＴ手法あるいは適応ディジ
タルフィルタを用いた周波数推定法等により、時間軸上
の信号から周波数軸上の信号に変換し、更に絶対値２乗
し電カスベクトルを求める。ここで求めた電カスベクト
ルは、受信信号の搬送波周波数と参照搬送波周波数との
差の周波数成分を持つ周波数で非常に大きな電力値を持
つことになる。従って、電カスベクトル値の最大値を見
つけることにより、上述した２つの搬送波周波数と参照
搬送波周波数信号との周波数差を検出することができる
。

ここで、参照信号波の周波数を一定と考えると、結局、
受信信号の搬送波周波数を逐次推定できたことになる。

ここで、搬送波周波数は、周波数軸上で行っていること
から、受信信号が定常的な大きな周波数偏差を持ってい
ても積度よ〈推定できる。また短時間ドツプラーが存在
したとしても、サンプルごとの即ち、時間的に変動して
いる周波数値を推定できたことになるから、ドツプラー
周波数に追随した周波数を推定することも可能となる。

なお、以下では時間軸上の信号から周波数軸上の信号に
変換する手法としてスライディングＤＦ工手法を用いて
説明するが、スライディングＤＦＴ手法については、例
えば文献（Ｌ、Ｒ，Ｒａｂｉｎｅｒ他“Ｔｈｅｏｒｙ　
　ａｎｄ　　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　　ｏｆ　　Ｄｅ
ｇｉｔａｌ　　ＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　”
　Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ　Ｃ１１ｆｆｓ、　ＮＪ：　Ｐｒ
ｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ　１９７５．）に記載されてお
り、人力されたサンプル値ごとの時間軸上のディジタル
値に対し、逐次ＤＦＴ操作を行うものである。これは、
従来のＤＦＴ操作のように、ブロック単位で一括して、
時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換するもので
ない。

第６図は本発明による周波数軸上の信号状態図であり、
スライディングＤＦＴ手法を用いることにより、蓄積さ
れているバースト信号をある決められたサンプル数りの
時間軸上の信号でＮ個（Ｎ＝Ｌ）の周波数軸上の信号と
してサンプルごとに変換することができ、得られた周波
数軸の信号を用いることによりサンプルごとに受信信号
の搬送波周波数と参照搬送波周波数との差の周波数値を
求めることができる。

ここで、検出された周波数差は参照信号波の周波数を一
定と考えると、結局、受信信号の搬送波周波数を逐次推
定できたことになる。従って、搬送波周波数は、周波数
軸上で行っていることから、受信信号が定常的な大きな
周波数偏差を持つていても精度よく推定できる。また短
時間ドツプラーが存在したとしても、サンプルごとの即
ち、時間的に変動している周波数値を推定できたことに
なるから、ドツプラー周波数に追随した周波数を推定す
ることも可能となる。

しかしながら、ここで推定した周波数は、伝送路上で雑
音を含んでいることから、すべてのサンプル点で正しい
値が推定された訳ではない。また、あるサンプル値での
推定周波数が、雑音の影雪により大きな誤差を含む場合
、再生キャリアにサイクルスキップか起きた場合に相当
し、誤り率特性は、これ以降大幅に劣化することになる
。従って、再生搬送波は、連続的に変化することが要求
される。そこで、本発明では、スライディングＤＦＴ手
法を用いて、サンプル間隔ごとに推定された周波数系列
から例えば、最小２乗誤差法を用いて関数近似を行う。

ここで求められた周波数変動に対する近似関数は、時間
的に連続関数である。次に、近似関数を用いてメモリに
蓄積された原信号の周波数値を補正し、補正された信号
の初期位相値を補正し、更に補正されたデータ系列から
再生されたクロックを用い、１ビツトごとに判定して、
復調データを得るものである。

本発明はこのようにバースト信号を一度ディジタル値で
全て蓄積し、スライディングＤＦＴ手法を用いたディジ
タル演算処理で復調操作を行なうため、回線状態の悪い
、すなわち低Ｃ／Ｎでしかも定常的な周波数偏差が非常
に大きくしかも短時間ドツプラーの存在する場合の受信
バーストモードＰＳＫ信号波に対しても精度良く復調が
可能である。

また、復調操作が蓄積されたディジタル値に対して行な
われることから、リアルタイムで位相同期を行なう従来
方式と異なり、プリアンプルとしては、フレーム同期を
取るためのユニークワード系列だけあれば良く、これに
よりＴＤＭＡバースト信号の中の情報データの占める割
合を非常に大きく取ることが可能となり通信効率を高め
ることができる。

（実施例） 以下、図面を用いて本発明の実施例について詳細に説明
する。

第１図は、本発明の実施例を示す図であり、入力信号で
あるＴＤＭＡバーストモード変調波としては、第２図に
示すような信号系列を持っＭ相ＰＳＫ波とする。

第１図において、＋００はＭ相ＰＳＫ変調波の入力端子
、１．２は乗算器、３はπ／２移相器、４は固定周波数
発振器（以下、「固定発振器」と称す）、５，６は低域
通過フィルタ、７はアナログ／ディジタル変換器、８は
１バーストの人力データを蓄積するメモリＡ面９及びメ
モ９８面１ｏのメモリ切替器、１１はディジタル処理型
復調器、２００は復調データ出力端子を示す。

ここで、入力端子１００には、次式で示されるＭ相ＰＳ
Ｋ変調波が人力される。

５％４（ｔ）＝　　ＪＴＡ　ｃｏｓ　（Ｗｃｔ＋ψ（１
）＋θに十〇ｏ）　＋ｎ（ｔ）　　　　　　−（１）（
ｋ−１）Ｔ≦Ｌ　≦ｋＴ 式（１）でＡは受信信号の振幅レベルを示し、Ｗｃは搬
送波角周波数、ψ（１）は短時間ドツプラー周波数、θ
５はに番目の情報ビットに応じた位相情報であり、２相
ＰＳＫ　（Ｍ＝２）ではθ５が例えば０．πを取り、４
相ＰＳＫ　（Ｍ＝４）ではθ５が０．π／２．π、３π
／２を取る。また、θ。

は入力バースト信号の初期位相を示し、Ｔは１シンボル
当りの時間間隔を示す。ｎ　（ｔ）は伝送路上で相加さ
れる雑音を示す。

式（１）で示される受信信号の搬送波周波数Ｗｃは送受
信機のローカル周波数の安定度、及び使用回線内に含ま
れる周波数変換器のローカル周波数の安定度等により、
送信機で送信した搬送波角周波数Ｗｃ°とは異なった値
となっている。すなわち、回線内には、（ｗｃ−ｗｃ’
）の周波数偏差を持つことになる。

式（１）で示される受信信号は、固定発信器４の周波数
Ｗｃ”を持つ参照搬送波４０１と、上記参照搬送波とπ
／２の位相差を持つ参照搬送波３０１とで準同期検波さ
れる。但し、固定発振器４の周波数Ｗｃ”は、送信周波
数Ｗｃ゛と非常に近い値を持つことから、以降の説明で
は、Ｗｃ“＝Ｗｃ”とする。

参照搬送波４０１及び３０１のＲｃ（ｔ）、Ｒ，（ｔ）
は、それぞれ次式のように表わされる。

Ｒｃ（ｔ）＝　ｃｏｓ　（Ｗｃ’を十〇Ｉ）　　　−（
２）Ｒ，（ｔ）＝　ｓｉｎ　（Ｗｃ’を十〇Ｉ）　　　
−（３）入力信号１００は、式（２）　（３）の参照搬
送波４０１゜３０１と乗算器１及び２で乗積され、更に
、低域通過フィルタ５，６を通ることにより、高調波が
除去され、結局低域通過フィルタの出力信号５０１゜６
０１には、それぞれ次式に示す信号が表われる。

ｅ　＋ｋ（ｔ）　＝　Ｓ　ｋ（ｔ）・Ｒｃ（ｔ）＝Ａｃ
ｏｓ（（ＷＣ−Ｗｃ’）Ｌ＋ψ（Ｌ）十〇、十〇。−〇
＋　）　＋　ｎｃ（ｔ）　　　　　−（４）ｅ　２ｂ（
ｊ）　＝　Ｓ　ｋ（ｊ）　”　Ｒ−１：）＝−Ａｓｉ口
　（（ｗｃ−ｗｃ’）ｔ　　＋ψ　（Ｌ）　　　＋　θ
　ｋ　十　〇　。　−〇　、　　　）　　＋　　ｎ、（
ｔ）　　　　　　　　（５）但し、式（４）、　（５）
でｎ　Ｃ（ｔ）　、　ｎ　、（ｔ）はそれぞれ直交関係
にある、中心周波数（ｗ、−ｗｃ’）を持つ低域通過フ
ィルタ５，６通過後の雑音を示す。

ここで、（ｗｃ−ｗｃ’）は、受信信号波と参照信号波
との間の定常的な周波数偏差量を示し、以後△Ｗとする
。

式（４）　（５）で示される信号は、アナログ／ディジ
タル変換器７により次式に示されるようなディジタル値
に変換される。

Ｘ、　＝　　ｅ＋ｋ（ｔ；） ＝Ａｃｏｓ（△Ｗｔ、＋ψ（ｔｉ）＋０１十００−〇＋
　）　＋ｎｃ（ｔ、）　　　　　　　　　−（６）ｙｔ
　””　　ｅ２ｂ（ｔｉ） −Ａｓｉｎ（△Ｗｔ、＋ψ（ｔｉ）＋θに十　〇。　−
〇　＋　　）　　＋　　ｎ５（ｔｉ）　　　　　　　　
　　　　　　　　　　（７）但し、ｔｌはｉ番目のサン
プル時間を示し、ｉは１からＮまで取り、これは１バー
スト長に相当するものとする。

Ｘ、、Ｙ、はメモリ切替回路８に人力される。

メモリ切替回路８には、メモリＡ面９及びメモ９８面１
０の２つのメモリが接続されており、最初メモリＡ面９
に蓄積される。メモリＡ面９に１バースト分のＮ個のデ
ィジタルデータが蓄積されると、Ｎ個のディジタルデー
タは、ディジタル処理型復調回路１１に転送される。メ
モリＡ面９の蓄積データがディジタル処理型復調回路１
１で処理されている間に、人力される次のバースト信号
は切替回路８により、メモ９８面１０に接続されて蓄積
される。すなわち、メモリＡ面９に蓄積されたデータは
、１バースト分の受信時間の間に処理され、復調データ
として出力端子２００から出力される。このようにメモ
リＡ面９及びメモ９８面１０を交互に切替えることによ
り、バースト信号を間欠なく復調することができる。

第３図は本発明によるディジタル処理型復調回路１１の
詳細な構成図である。

第３図に示すディジタル処理型復調回路１１へはメモリ
切替回路８から出力されるＮ組のｘｌ。

Ｙ、がそれぞれ入力端子８０１．８０２から入力される
。これらＮ組の　Ｘ、、Ｙ、は、逓倍器１２により次式
に示す操作がされ、変調成分θｋが除去され無変調信号
となる。

Ｚ、　＝　（Ｘ＋　＋ｊ　Ｙ＋　）’　　　　　−（ａ
）式（８）でＺ、は逓倍器１２の出力のディジタル信号
を示し、Ｍは受信ＰＳＫ信号の相数を示す。

式（８）の２１は、結局次式に示す搬送波周波数を持つ
無変調信号となる。

Ｗ（ｔ、）＝Ｍ（△Ｗ＋□　ψ（ｔｉ））ｄｔｉ　　　
　　　　　　　−（９） 式（９）で、短時間ドツプラーの無い場合には、定周波
数Ｍ△Ｗを持つ無変調信号となり、△Ｗが大きい場合で
も、例えば本発明者らが既に特許出願しているＦＦ７手
法を用いたＰＳＫ信号復調方式（特願昭６２−２６５３
７４）を用いることにより精度良く推定することができ
、推定された周波数値を用いた復調も可能となる。しか
しながら、短時間ドツプラーψ（１）が存在する回線で
は、式（９）から明らかなように、無変調信号の持つ周
波数が時間の関数となるため、従来技術では、Ｗ　（ｔ
、）を精度良く求めることができなかった。

本発明では、式（９）の無変調信号をスライディングＤ
ＦＴ回路１３（以下、ｒＳ−ＤＦＴ回路」と称す）に入
力し、サンプル点ごとの周波数軸上の信号を求める。こ
こで５−ＤＦＴ回路１３とは、サンプルごとに逐次入力
される時間軸の信号に対応した周波数軸−Ｆの信号を求
めるものである。５−ＤＦＴ回路１３の出力としては、
１サンプル目からしサンプル目までのＬ個の時間軸上で
の信号に対応するＬ個の周波数成分か出力されることに
なる。すなわち、時間の経過とともに変化する周波数成
分を各時点ごとに求めることができる。以降１サンプル
づつ人力される時系列ごとにその時点までに人力された
Ｌ個の時間軸上の信号に対応した周波数成分を得ること
ができる。

ここで、Ｌ個の周波数軸上の信号の中で、電カスベクト
ル値が最大の値を持つ周波数値が、この時点までのＬ個
の時間軸上での無変調信号の持つ周波数値ということが
できる。但し、ここで得られた周波数値は、Ｌ個の時間
軸上のディジタル値が持つ平均的な周波数値である。従
って、Ｌを大きく取ると急激な周波数変動に追随するこ
とができなくなる。逆にＬを小さくすると、ＤＦＴの周
波数キザミ幅か大きくなり雑音に対し影晋を受けやすく
なり、粒度の良い周波数推定ができなくなる。従って、
Ｌの値は、回線状態に応じて決定されることになる。

第４図は本発明による５−ＤＦＴ回路１３出力のサンプ
ルごとの推定周波数図であり、具体的には式（９）に示
した定常的な周波数偏差Ｗｃ及び短受信バーストを５−
ＤＦＴ回路１３に人力した時に推定したサンプル値ごと
の周波数値である。第４図に示すように、５−ＤＦＴ回
路１３で推定された周波数値は、伝送路上で相加される
雑音等の１２　ｊ？により不連続な関数となっている。

従って、推定された値を用いて、原信号の周波数を補正
した場合、実際の周波数値と大きく異なる所があり、サ
イクルスキップが起こり易くなり復調データは非常に誤
り易くなる。

本発明では、５−ＤＦＴ回路１３で得られたサンプル値
ごとの周波数値を用いて、連続的に変化する周波数関数
の近似を第３図で示した周波数関数推定器１４で行なう
。

周波数関数推定器１４では以下の操作を行う。

時間１．から賜までのＮ個の周波数値Ｆｉ（ｉ＝１〜Ｎ
）を次式に示す多項式で近似する。

Ｐ　（ｔｔ）＝　ａｏ　＋　ａ　＋ｔｉ　＋　ａ２ｔｌ
’＋　　−＋　ａ−ｔｔ−ここで、式（１０）のｍ個の
未知係数ａ。ａｌ−ａ、は、例えば、最小２乗誤差法を
用いることにより容易に求めることかできる。最小２乗
誤差法とは、次式に示す２乗誤差Ｅが最小となるように
、ａｏａｌ””ａ−を求める手法である。

式（１１）は、次式のように表現することができ但し、
ΣはすべてΣを示す。

式（１２）は、次式のように展開変換することができる
。

以下余白 る。

−（１：１１） を示す。

ここで、逆行列の中はすべて定数項であることから、あ
らかじめ計算しておくことができ、ａｏ　　ａ。

・・・ａｏ　は、次式によって求めることができる。

但し、Ｂｊｋは、式（１３）の逆行列を順行列にもどし
た時の値であり定数である。

結局式（１４）を用いることにより、５−ＤＦＴ回路１
３で推定したＮ個の周波数値を近似した連続関数ｐ　（
ｔ、）を求めることができる。

第５図は本発明で用いる周波数関数推定器１４の構成図
である。５−ＤＦＴ回路１３からの出力乗算器２１では
１．が乗積され更に和算器２５でにして、式（１２）の
右辺の項がすべて計算され、演算器２日に人力される。

演算器２８では、式（１４）に相当する演算がされ、出
力端子２８１，２８２．２８：３にはａ。ａ、”ａ、が
それぞれ出力される。周波数関数合成器２９では、ａｏ
　ａ、・・・ａｌを用いて、式（１０）に示す関数が合
成される。ここで得られた周波数関数は、第４図で示し
た実際の周波数変動を近似した関数である。

第３図の周波数関数推定器出力１４の出力端子１４１　
、１４２には、それぞれ次式に示す信号が出力される。

周波数補償器１５では、式（１５）　（１６）を用いて
、メモリ切替回路８からの原信号の周波数を次式に従っ
て補償する。

Ｓ＋’＝＝　（Ｘ＊　＋ｊＹｉ　）（ｘ＋°＋　Ｊ　Ｙ
＋　’　）周波数補償器１５の出力端子１５１．１５２
には、それぞれ次式に示す信号が出力される。

Ｘ、”　＝Ｘ、Ｘ、’−Ｙ、Ｙ、’　　　　　−（１８
）Ｙ、”　＝Ｘ、’Ｙ、＋ｘ、ｙ、°　　　　−（１９
）ここで、式（１８）　（１９）の信号は波形整形フィ
ルタ１７を通り、符号量干渉が最小化される。波形整形
フィルタ１７の通Ａ後の信号は、初期位相補償器１８を
通ることにより、位相調整される。次に、初期位相補償
器１８の出力信号から情報データを判定するためには、
データのクロック情報が必要となる。

ここで、クロック情報の再生法としては、エンベロープ
検波法、ゼロクロッシング法等が知られており、これら
従来技術により再生することができる。クロック再生器
１９で再生されたクロック情報を元に初期位相補償器１
８の出力信号を判定器２０で判定し復調データが出力端
子２００に出力される。

（発明の効果） 以上詳細に述べたように、本発明によるＴＤＭＡバース
ト信号の復調方式によれば、受信信号の定常的な搬送波
周波数の偏差量が大きく、しかも短時間ドツプラーが存
在する回線で、復調器人力のＣ／Ｎが低いような非常に
劣悪な回線下でも精度良く復調することができる。また
、本復調法は、受信したバースト信号を一拒蓄積し、復
調操作を行うことから、従来、バースト信号で必要だっ
た搬送波再生、クロック再生用のデータ系列のプリアン
プル無しで復調することができ、バースト信号の効率を
大幅に改善することも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるＴＤＭＡバースト信号の復調方式
のブロック図、第２図は本発明で使用されるバースト信
号のフレームフォーマット図、第３図は本発明によるデ
ィジタル処理型復調器の構成図、第４図は本発明による
５−ＤＦＴ回路出力のサンプルごとの推定周波数を示す
図、第５図は本発明による周波数関数推定器の構成を示
す図、第６図は本発明で用いるスライディングＤＦＴ手
法を示す図、第７図は従来のバースト信号のフレームフ
ォーマット図である。 １．２・・・乗算器、　３・・・π／２移相器、４・・
・固定周波数発振器、 ５．６・・・低域連通フィルタ、 ７・・・アナログ／ディジタル変換器、８・・・メモリ
切替器、９・・・メモリＡ面ｌＯ・・・メモ９８面、 １１　・　・ １２　・　・ １４　・　・ １５　・　・ １７　・　・ １８　・　・ １９　・、・ ２０　・　・ ２１、２ ２４、２ ２８　・　・ ２９　・　・ １００　・　・ ２００　・　・ ・ディジタル処理型復調器、 ・逓倍器、１３・・・５−ＤＦＴ、 ・周波数関数推定器、 ・周波数補償器、 ・波形整形フィルタ、 ・初期位相補償器、 ・クロック再生器、 ・判定器、 ２．２３・・・乗算器、 ５．２６．２７・・・和算器、 ・演算器、 ・周波数関数合成器、 ・入力端子、 ・復調データ出力端子。 １゜ 時間

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）受信信号であるＴＤＭＡバースト信号を同期検波
   により復調するＴＤＭＡバースト信号の復調方式におい
   て、 固定周波数発振器及び移相器で制御された第１の参照信
   号と該第１の参照信号と直交関係にある第２の参照信号
   とで受信信号を準同期検波し、該準同期検波で得られた
   直交関係にある２つの出力信号を所定の周期でサンプリ
   ングしてＡ／Ｄ変換し、 該Ａ／Ｄ変換によりディジタル値となったディジタル受
   信信号をバースト単位でメモリに蓄積し、 該メモリから読みだされた該ディジタル受信信号の変調
   成分を除去して無変調信号としたのち、時間軸上の無変
   調信号を周波数軸上の無変調信号に変換し、 該周波数軸上の無変調信号で時間的に変動している周波
   数を前記周波数軸上で推定し、推定された周波数系列か
   ら連続的に変化する周波数関数の近似を求め、 該求められた近似関数を用いて前記受信信号の周波数変
   動を補償して復調することを特徴とするＴＤＭＡバース
   ト信号の復調方式。
2. （２）前記メモリは１バースト分のディジタル受信信号
   を順次蓄積する複数のメモリからなり、前記ディジタル
   受信信号は該複数のメモリを順次切り替えて読みだされ
   ることを特徴とする請求項１記載のＴＤＭＡバースト信
   号の復調方式。
3. （３）前記時間軸上の無変調信号を周波数軸上の前記無
   変調信号に変換及び前記周波数軸上での推定をスライデ
   ィングＤＦＴ法により行うことを特徴とする請求項１記
   載のＴＤＭＡバースト信号の復調方式。
4. （４）前記時間軸上の無変調信号を周波数軸上の前記無
   変調信号に変換及び前記周波数軸上での推定を適応ディ
   ジタルフィルタを用いた周波数推定法により行うことを
   特徴とする請求項１記載のＴＤＭＡバースト信号の復調
   方式。
5. （５）前記周波数関数の近似を最小２乗誤差法により行
   うことを特徴とする請求項１記載のＴＤＭＡバースト信
   号の復調方式。