JPH11196142A - ボ−タイミング同期方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】ボータイミング時刻とは非同期に標本化された
PSK信号のオーバサンプル系列から，ボータイミングに
同期したシンボルサンプルを補間によって与える検波器
において補間位置精度を向上する。 【解決手段】クロック抽出手段131の出力波形から，ゼ
ロクロス位相を位相推定手段132の直線補間部132cで推
定し，位相差データを出力する。この位相差データに直
線近似の誤差量を格納した近似補正ROM133aの格納値を
加算して線形補間係数ROM134を参照する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はディジタル位相変調
信号の復調回路に用いられ，特にディジタル信号処理形
の復調回路に好適なボータイミング同期方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル位相変調信号に対するディジ
タル信号処理形の復調回路の一方式として，ボータイミ
ングとは非同期に標本化したサンプル系列から，ボータ
イミング位相を推定して識別時刻のサンプルを補間計算
によって得ることが行われる。(文献，電子情報通信学
会論文誌 Vol．J72-B-I No.9 ，pp.754-761， 1989年 9
月) 上記は、パケット通信を蓄積一括復調するのに好適な方
式で，ＤＦＴ(離散フーリエ変換）を用いてクロック成
分の最大スペクトラムを計算で求めて位相を推定し，混
合スプラインと呼ばれる補間式を用いてシンボル値を補
間している。

【０００３】また別の文献(電子情報通信学会論文誌 V
ol．J79-B-II No.11， pp.968-971， 1996年11月)によ
れば，ボータイミング位相の推定に補間を用いている場
合もある。これは連続信号を逐次的に復調する場合にも
適用できる方法である。再生クロックがゼロレベルを交
差する時刻(以下ゼロクロスと表現する。)を，フィルタ
手段により抽出したクロック成分の連続するサンプリン
グ値の直線補間で求めている。

【０００４】後者の例の考え方を図を用いて説明する。
図9はゼロクロス位相を説明する図である。ボー速度で
伝送されるシンボルあたりの非同期オーバサンプルを４
倍とすれば，サンプル間隔はx2−x1=π/2[radian]とな
る。クロック成分のサンプル値をy1，y2とすれば，ゼロ
クロスが発生したことはy2×y1が＋の値でなく，かつy2
＞0の成立で検出される。このとき本来のゼロクロスか
らのサンプル点の位相誤差θEは，クロック成分を正弦
波信号と考えれば，

【０００５】

【数１】

【０００６】として逆正接関数を使用して求めることが
できる。ただ復調回路に実装する場合，逆正接を求める
テーブルが必要となる。位相誤差の推定要求精度が高い
場合，テーブルサイズが増大する。

【０００７】そこで，前記公知例で用いられるように図
9に示す通り直線補間による近似でゼロクロス位相を推
定する。この場合の推定式は，

【０００８】

【数２】

【０００９】となる。２つの式の違いを図10の位相推定
特性で比較すれば明らかなように，直線補間による近似
推定で最大では，この場合４度程度の誤差が発生するこ
とがわかる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】近年のディジタル位相
変調では狭帯域化及び多値化が検討されて来ており，タ
イミング位相誤差をより小さくしたい要求がある。しか
しゼロクロス位相を直線補間で求める場合の誤差を問題
として，理想的な逆正接関数を使用する場合は，必要な
メモリ容量が増大する。本発明が解決しようとする課題
はメモリの大幅な増加を必要としないで，精度の向上を
図る点にある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明の目的を達成する
ため，ボータイミング時刻とは非同期に標本化された，
ディジタル位相変調信号の同相及び直交相成分のオーバ
サンプル系列から，ボー速度周波数のクロック成分を抽
出するクロック抽出手段と，前記クロック成分のゼロレ
ベル交差を検出し，交差点と標本点の位相差を推定する
位相推定手段であって，その推定における交差点はこれ
をはさむ連続した2つの標本値を結ぶ直線とゼロレベル
の交点で定義する直線近似を用いた位相推定手段と，位
相推定手段の出力する位相差データでアドレス指定さ
れ，前記直線近似の近似誤差を補正する補正データを格
納した第１の記憶手段と，第１の記憶手段の格納値と，
前記位相差データを加算した加算データでアドレス指定
され，線形の補間係数を格納した第２の記憶手段と，第
２の記憶手段の出力する補間係数を用いて前記オーバサ
ンプル系列から受信シンボルの識別時刻のサンプルデー
タを補間出力する補間手段を備える。

【００１２】受信シンボルの補間は，サンプル間隔を所
定の分割数で等分割した分解能で行なうとする。ゼロク
ロス位相毎に異なる補間係数は，その都度計算するので
なく予め計算しておいた補間係数が前記第２の記憶手段
に格納される。

【００１３】クロックのゼロクロス位相の推定における
直線補間誤差の補正値は，シンボル補間のための離散的
な位置に対応して用意すれば良く，前記第1の記憶手段
のサイズは前記所定の分割数分で済む。

【００１４】また同じ目的を達成するため別の手段で
は，前記第1，第2の記憶手段に替えて，前記位相差デー
タに対し，誤差を補正した第2の位相差データを出力す
るデコード手段と，このデコード出力でアクセスし，離
散的な位相位置に対して線形の補間係数を格納する記憶
手段を備え，前記補間手段はこの記憶手段の出力する補
間係数を使用する。

【００１５】さらに別の手段では前記第1，第2の記憶手
段に替えて，前記位相差データでアクセスされ，離散的
な位相位置に対して一様でない直線近似の誤差を補正す
るため，前記の離散的な位相位置に対して非線形な補間
係数を格納した記憶手段を備え，前記補間手段はこの記
憶手段の出力する補間係数を使用する。

【００１６】

【発明の実施の形態】図を用いて本発明の実施例を説明
する。

【００１７】図1はPSK信号の遅延検波回路で，本発明第
1の実施例の構成を説明するブロック図である。図1にお
いて10a，10bはミクサ，10cはπ/2移相器，10dは固定発
振器，11a，11bはロールオフフィルタ，12a，12bはA/D
変換器，130は補間部，14は遅延検波部，15は周波数補
償部である。さらに，131はクロック抽出手段で131a,13
1bは乗算器，131cは加算器，131dはBPF(バンドパスフィ
ルタ)，132は位相推定手段で132aは段数２のシフトレジ
スタ，132bはゼロクロス検出部，132cは直線補間部であ
る。133aは近似補正ROM，133bは加算器，134は線形補間
係数ROMである。 この実施例でA/D変換器12a，12bはPS
K信号のボー速度周波数の４倍でオーバサンプリングす
るものとする。またサンプル値は符号付き16ビット固定
小数点で扱われるものとする。まず，全体の動作を説明
する。

【００１８】入力されたPSK信号は固定発振器10dの出力
する自走のキャリア周波数を用いて準同期検波される。
ミクサ10aから同相成分，前記キャリア周波数をπ/2移
相した信号を混合するミクサ10bからは直交相成分を出
力し，それぞれロールオフフィルタ11a，11bを経由して
Ｉ信号，Q信号を得る。このI,Q信号をA/D変換器12a，12
bで1シンボルあたり4倍でサンプリングする。このサン
プリングは送信ボータイミングとは非同期に行われる。

【００１９】受信シンボルの判定にはボータイミングに
同期したアイの開いた時刻のサンプルが必要であるが，
非同期サンプリングのため補間部130でこの同期サンプ
ルを求める。

【００２０】補間部130は受信シンボル周期で補間した
サンプルを出力し，これを用いて遅延検波部14で復調信
号を得る。遅延検波部14は，1シンボル前の補間サンプ
ル値を蓄積しており，この複素共役値と現在の補間サン
プルを乗算することで，遅延検波を行なう。

【００２１】遅延検波出力には，固定発振器10dとPSK信
号のキャリア周波数との偏差による定常的な位相回転を
含んでいるので，これを補償するため逆回転を与える周
波数補償部15を経由して受信シンボル出力Is，Qs信号が
得られる。

【００２２】さて，補間部130で同期サンプルを得るた
めには，例えば後述するような(図3に示す)FIR(有限イ
ンパルス応答)構造の補間フィルタ演算が行われる。こ
のフィルタのタップ係数は補間する位置毎に異なる。し
たがって係数を決定するためには補間するべき位置を，
受信したI,Q信号のサンプル系列から求める必要があ
る。この過程を次に示す。

【００２３】まず，Ｉ，Q信号データから非線形操作に
よりボー速度周波数のクロック成分スペクトルを強調す
る。これは乗算器131a，131bによってそれぞれを2乗演
算することによって行われる。クロック成分を強調する
為，さらにこの2乗値を加算器131cで加算してBPF131dに
よりクロック成分の正弦波形出力を得る。BPF131dはク
ロック周波数をセンタとする高Ｑのフィルタとし，同時
にクロック出力が飽和しないように利得を調整する。こ
のクロック成分波形がクロック抽出手段131の出力とな
り，位相推定手段132ヘ入力する。入力された波形サン
プルはシフトレジスタ132aに順次格納される。ここでは
シフトレジスタ132aの段数は2段としビット長は16ビッ
ト，前段をB0，後段をB1と呼ぶことにする。このシフト
レジスタ132aには連続する2つのサンプルが格納される
ことになる。この2つのサンプルB0，B1を用いてゼロク
ロス検出手段132bがクロックのゼロクロスを検出する。
ゼロクロス検出手段132bはB0×B1の結果が正符号でな
く，B0が正のときをゼロクロスとして判定し，ゼロクロ
ス検出を出力する。

【００２４】直線補間手段132cは，前記のゼロクロス検
出を知ると，B0/(B0−B1)を計算する。B1=0のときを除
けばB0＜B0−B1となるので，DSP(ディジタルシグナルプ
ロセッサ)のキャリ−付き減算をくり返し用いることで
小数除算が比較的用意に実現できる。除算結果はサンプ
ル値と同じく符号付き16ビットの固定小数点で表され
る。これが位相差データθで補間位置が求まる。今，補
間位置を求める精度をサンプル間隔の1/64とする。４倍
オーバサンプルであったから，サンプル間隔は90度とな
り，この場合1/64で，約1.4度の精度で求めることとす
る。このとき補間位置は前記位相データの符号ビットを
除いた上位６ビットを読み取れば良い。しかしこの位相
差データθは前述したように正弦波を直線で近似した値
であるから誤差が(最大で４度程度)含まれる。これは従
来例で図５に説明した通りで，誤差量はゼロクロス位置
によって異なる。そこでこの位相差データθを近似補正
ROM133aと加算器133bによって補正する。補間位置をサ
ンプル間隔の1/64の精度で求めているので近似補正ROM1
33aは前記位相差データの符号ビットを除く上位6ビット
でアクセスされる補正値を16ビット精度で格納すれば良
い。近似補正ROM132aの格納値を表1に示す。

【００２５】

【表１】

【００２６】この補正値と位相差データを加算器133bで
加算し，符号ビットを除くその上位６ビットを新たな補
間位置データとすれば良い。

【００２７】この補間位置データで予め計算しておいた
線形補間係数ROMの値を参照し，前記補間手段130で補間
を行なう。

【００２８】この補間動作を次に述べる。図2は補間動
作を説明する図である。図2にはクロック抽出波形のサ
ンプル列の一例を，また補間すべき受信シンボル列のI
信号サンプル列の一例を示してある。図示したようにク
ロック波形のサンプルの，B1とB0の間にゼロクロスが発
生している。このときサンプル位相はボータイミング位
相からθだけ遅れてサンプリングしていることが先の位
相推定手段132とその補正手段133a,bによって検出され
る。

【００２９】したがってI信号はθだけ前の時刻のデー
タを補間によって求めてやれば良い。通常ゼロクロスに
対しアイが開く位置は4倍サンプルの場合2サンプル前の
位置にある。しかしこのゼロクロスを求める過程でクロ
ック成分はBPF131dを経由しているためクロック成分に
は位相遅延が生じる。本実施例では4倍サンプルで前記B
PF131dを次数２のIIR(無限インパルス応答)ディジタル
フィルタとしたとすると，遅延量は1サンプル(90度)と
なる。したがってアイの開口点はゼロクロスから３サン
プル前となって，図2のI4とI3の間に当たる。

【００３０】本実施例の場合，ここで用いる補間式はI
2，I3，I4の３点を使ってθ前のシンボルを補間する2次
のラグランジェ補間とする。I2,I3,I4のサンプルに対し
てその補間係数をh0，h1，h2とすれば，補間位置データ
に対応する各補間係数は，表2及び図3の通りである。

【００３１】

【表２】

【００３２】この係数を使用してシンボルの補間が行わ
れる。図4は補間部130の構成の一例を示す図である。

【００３３】図4において130a，130bがFIRフィルタ部で
あり，130cがシンボルバッファシフトレジスタ，130d，
130e，130fが乗算器，130gが加算器，130hが係数レジス
タである。

【００３４】FIRフィルタ部130aではI信号データをシン
ボルバッファレジスタ130cから読み出し，係数レジスタ
130hの格納値との累積加算演算を行って補間値を出力す
る。

【００３５】係数レジスタ130hへの格納は，補間手段13
0がゼロクロス検出を知るとそのときの補間位置データ
の指定する係数値を読込むものとする。

【００３６】またシンボルバッファシフトレジスタ130c
は3サンプル前の位置を補間する為，段数5である。ここ
はI信号サンプルがI0に入力される度，1段づつデータが
シフトする。

【００３７】したがって4倍のサンプル毎にI信号サンプ
ル列を入力し，ゼロクロス検出周期で補間サンプルを出
力する。

【００３８】Q信号に対しても動作は全く同様なので説
明は省略する。

【００３９】以上，本実施例によればゼロクロス検出に
直線補間を用いた誤差をサイズ６４wordの近似補正ROM1
33a及び加算器133bによって補正できるので，受信シン
ボルの補間位置精度が向上する。

【００４０】次に本発明第2の実施例について説明す
る。図5は本発明の第2の実施例の構成を説明するブロッ
ク図である。第1の実施例と同等の部分には同じ符号を
付けた。第2の実施例の特徴は，直線補間誤差の補正の
ためアドレス変換デコーダ133cを設けたことにある。

【００４１】位相推定手段132の出力する位相差データ
の符号ビットを除く上位６ビットは，アドレス変換デコ
ーダ133cヘ入力する。ここで直線補間の誤差分を補正し
た場合に，最も近い別のアドレスデータにデコードされ
る。このデコードアドレスを線形補間係数ROM134ヘ入力
して係数データを参照する構成である。

【００４２】デコード規則は，本実施例の場合，表3の
変換テーブルに示す通りとする。

【００４３】

【表３】

【００４４】この場合の位相推定特性を図6に示す。

【００４５】第1の実施例と同様に補間位置精度が向上
することがわかる。

【００４６】次に本発明第３の実施例について説明す
る。図7は本発明の第3の実施例の構成を説明するブロッ
ク図である。第1の実施例と同等の部分には同じ符号を
付けた。第3の実施例の特徴は，位相推定手段132の出力
する位相差データで直接補間係数を参照できるように，
補間係数ROMの格納値自体を補正した点にある。

【００４７】即ち，第2の実施例のアドレス変換操作の
替わりに，ROMの内容を入れ替えたものである。この場
合入力される位相位置に対して非線形な関係で補間係数
が与えられることになるので，これを非線形補間係数RO
M135として図7に図示した。補完部130はこの非線形補間
係数ROM135を参照する構成である。

【００４８】図8に，非線形補間係数ROM135の格納値の
一例を示す。第1，第2の実施例で用いた2次ラグランジ
ェ補間係数を比較のため線分で示しておく。

【００４９】本実施例によれば，ROMの内容を書き換え
るだけで補間位置精度の向上が図れる利点がある。

【００５０】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば，非
同期サンプリングされたPSK信号のサンプル列から，ク
ロック位相を推定し，ボータイミングに同期したシンボ
ルサンプルを補間によって与えるボータイミング同期方
式の補間位置精度を向上する効果がある。

【００５１】特に，クロック成分のゼロクロスを直線補
間で近似する場合に比べ，回路規模やメモリの大幅な増
加を伴わずに，精度向上が行える効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明第1の実施例の構成を示すブロック図
である。

【図２】 補間動作を説明する図である。

【図３】 第1の実施例の補間係数の一例である。

【図４】 補間部130の構成の一例を示す図である。

【図５】 本発明第2の実施例の構成を説明するブロッ
ク図である。

【図６】 アドレス変換デコーダ133cを介在した場合の
位相特性である。

【図７】 本発明第3の実施例の構成を説明するブロッ
ク図である。

【図８】 第3実施例の非線形補間係数ROM135の補間係
数の一例である。

【図９】 ゼロクロス位相を説明する図である。

【図１０】 (数1式と数２式の)位相推定特性である。

【符号の説明】

10a，10b：ミクサ， 10c：π/2移相器， 10d：固定発
振器， 11a，11b：ロールオフフィルタ， 12a，12b
：A/D変換器， 130：補間部， 130a，130b：FIRフィ
ルタ部， 130c：シンボルバッファシフトレジスタ，
130d，130e，130f：乗算器， 130g：加算器， 130h：
係数レジスタ， 14：遅延検波部， 15：周波数補償
部， 131：クロック抽出手段， 131a,131b：乗算器，
131c：加算器， 131d：BPF(バンドパスフィルタ)，
132：位相推定手段， 132a：シフトレジスタ， 132
b：ゼロクロス検出部， 132c：直線補間部， 133a：
近似補正ROM， 133b：加算器， 133c：アドレス変換
デコーダ， 134：線形補間係数ROM， 135：非線形補
間係数ROM，

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ボータイミング時刻とは非同期に標本化
   された，ディジタル位相変調信号の同相及び直交相成分
   のオーバサンプル系列から，ボー速度周波数のクロック
   成分を抽出するクロック抽出手段と，前記クロック成分
   のゼロレベル交差を検出し，交差点と標本点の位相差を
   推定する位相推定手段であって，その推定における交差
   点はこれをはさむ連続した2つの標本値を結ぶ直線とゼ
   ロレベルの交点で定義する直線近似を用いた位相推定手
   段と，位相推定手段の出力する位相差データでアドレス
   指定され，前記直線近似の近似誤差を補正する補正デー
   タを格納した第１の記憶手段と，第１の記憶手段の格納
   値と，前記位相差データを加算した加算データでアドレ
   ス指定され，線形の補間係数を格納した第２の記憶手段
   と，第２の記憶手段の出力する補間係数を用いて前記オ
   ーバサンプル系列から受信シンボルの識別時刻のサンプ
   ルデータを補間出力する補間手段を備えることを特徴と
   する，ディジタル位相変調信号のボータイミング同期方
   式。
2. 【請求項２】 請求項１記載のクロック抽出手段及び位
   相推定手段と，位相推定手段の出力する位相差データ
   を，前記直線近似の近似誤差を補正した第２の位相差デ
   ータにデコードするデコード手段と，このデコード出力
   によってアドレス指定され，線形の補間係数を格納した
   記憶手段と，この記憶手段の出力する補間係数を用いて
   一項記載のオーバサンプル系列から受信シンボルの識別
   時刻のサンプルデータを補間出力する補間手段を備える
   ことを特徴とする，ディジタル位相変調信号のボータイ
   ミング同期方式。
3. 【請求項３】 請求項１記載のクロック抽出手段及び位
   相推定手段と，位相推定手段の出力する位相差データを
   用いてアドレス指定され，入力される位相差に対して非
   線形な補間係数を格納した記憶手段と，この記憶手段の
   出力する補間係数を用いて一項記載のオーバサンプル系
   列から受信シンボルの識別時刻のサンプルデータを補間
   出力する補間手段を備えることを特徴とする，ディジタ
   ル位相変調信号のボータイミング同期方式。