JPH0284072A - Ｐｗｍ制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍ制御方法Info
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- JPH0284072A JPH0284072A JP63233403A JP23340388A JPH0284072A JP H0284072 A JPH0284072 A JP H0284072A JP 63233403 A JP63233403 A JP 63233403A JP 23340388 A JP23340388 A JP 23340388A JP H0284072 A JPH0284072 A JP H0284072A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明はＶＶＶＦインバータの制御方法に関し。
特に車両用ＶＶＶＦインバータのＰＷＭ制御方法に関す
る。
る。
（従来の技術）
ＶＶＶＦインバータの主回路構成を第４図に示す１図に
おいて１は直流電源、２は直流電圧を可変電圧可変周波
数の交流電圧に変換するインバータ、 ３ａ〜３ｄは誘
導電動機である。車両用の場合、図のようにインバータ
２のスイッチング素子としてＧＴＯが用いられる場合が
多い。ＧＴＯはトランジスタなどに比べ高耐圧、大電流
が可能で、車両用として適しているが、その反面スイッ
チング速度が制限され、変調周波数を高く出来ない、こ
のため低い変調周波数でいかに高調波の少ない出力電圧
を得るかが、すなわちＰＷＭ制御方法がインバータ装置
の性能を左右する。
おいて１は直流電源、２は直流電圧を可変電圧可変周波
数の交流電圧に変換するインバータ、 ３ａ〜３ｄは誘
導電動機である。車両用の場合、図のようにインバータ
２のスイッチング素子としてＧＴＯが用いられる場合が
多い。ＧＴＯはトランジスタなどに比べ高耐圧、大電流
が可能で、車両用として適しているが、その反面スイッ
チング速度が制限され、変調周波数を高く出来ない、こ
のため低い変調周波数でいかに高調波の少ない出力電圧
を得るかが、すなわちＰＷＭ制御方法がインバータ装置
の性能を左右する。
車両用の場合、変調周波数がたかだか２００１（ｚであ
るのに対し、インバータ運転周波数も２０〇七程度が要
求される。このためＰＷＭ方式としては運転周波数がご
く低い場合を除いて同期式が用いられる。非同期式ＰＷ
Ｍでは運転周波数と変調周波数との間でビートを生じ安
定した電圧を出力できないためである、同期式、非同期
式のＰＷＭについては上山立席「ニ二一ドライブエレク
トロニクス」Ｓ５７゜７．２５の７０ページにて述べら
れている。
るのに対し、インバータ運転周波数も２０〇七程度が要
求される。このためＰＷＭ方式としては運転周波数がご
く低い場合を除いて同期式が用いられる。非同期式ＰＷ
Ｍでは運転周波数と変調周波数との間でビートを生じ安
定した電圧を出力できないためである、同期式、非同期
式のＰＷＭについては上山立席「ニ二一ドライブエレク
トロニクス」Ｓ５７゜７．２５の７０ページにて述べら
れている。
ＶＶＶＦインバータで同期式ＰＷＭを行う、場合。
各線間電圧の対称性、３つの線間電圧波形が１２０度位
相差の同一波形となることなどの制限から、取り得るパ
ルス数が限られる。例えば、もつとも一般的な３相正弦
波と三角波との比較によるＰＷＭの場合、４５パルス、
２７パルス、１５パルス、９パルス、５パルス、３パル
ス、１パルスなどがこれらの制限を満足するパルス数で
ある。運転周波数が低ければ４５パルスモードで運転し
、運転周波数が上昇するに連れて２７バルスモード、１
５パルスモードとパルス数を徐々に減少させ変調周波数
を常に一定の範囲に保つ。
相差の同一波形となることなどの制限から、取り得るパ
ルス数が限られる。例えば、もつとも一般的な３相正弦
波と三角波との比較によるＰＷＭの場合、４５パルス、
２７パルス、１５パルス、９パルス、５パルス、３パル
ス、１パルスなどがこれらの制限を満足するパルス数で
ある。運転周波数が低ければ４５パルスモードで運転し
、運転周波数が上昇するに連れて２７バルスモード、１
５パルスモードとパルス数を徐々に減少させ変調周波数
を常に一定の範囲に保つ。
（発明が解決しようとする課題）
この様にパルス数を切り替える場合に問題となるのはパ
ルスモードの変化による電圧の変動である。パルスモー
ドが異なれば同一変調率であっても多かれ少なかれ出力
電圧は異なる。当然ながら。
ルスモードの変化による電圧の変動である。パルスモー
ドが異なれば同一変調率であっても多かれ少なかれ出力
電圧は異なる。当然ながら。
パルス数が大きく異なればその出力電圧の差も大きいか
ら、切り替えは上記取り得るパルスモードをできるだけ
多く用いて徐々に減少、増加させなければならない、そ
れでもなおパルスモード切り替えは問題点を持つ、パル
ス数が多い場合、例えば４５パルスモードと２７バルス
モードとではその出力電圧の差はわずかであるが、パル
ス数が減少するにしたがってパルスモード間の出力電圧
の差は大きくなる。このため、５パルスモードから３パ
ルスモー下へ切り替える場合、３パルスモードから１パ
ルスモードへ切り替える場合などにはその影響は顕著で
あり、電圧の急変により大電流が流れる。このためトル
クリップルを生じるほか、はなはだしくは過電流により
インバータの運転を停止してしまう。
ら、切り替えは上記取り得るパルスモードをできるだけ
多く用いて徐々に減少、増加させなければならない、そ
れでもなおパルスモード切り替えは問題点を持つ、パル
ス数が多い場合、例えば４５パルスモードと２７バルス
モードとではその出力電圧の差はわずかであるが、パル
ス数が減少するにしたがってパルスモード間の出力電圧
の差は大きくなる。このため、５パルスモードから３パ
ルスモー下へ切り替える場合、３パルスモードから１パ
ルスモードへ切り替える場合などにはその影響は顕著で
あり、電圧の急変により大電流が流れる。このためトル
クリップルを生じるほか、はなはだしくは過電流により
インバータの運転を停止してしまう。
これを第５図〜第８図を参照して説明する。第５図は９
パルスモード、第６図は５パルスモード。
パルスモード、第６図は５パルスモード。
第７図は３パルスモード、第８図は１パルスモードのＰ
ＷＭの原理説明図である。それぞれの図において、（ａ
）は電気角、（ｂ）は搬送波と電圧基準波形との比較に
よるＰＷＭの様子を示す図である。
ＷＭの原理説明図である。それぞれの図において、（ａ
）は電気角、（ｂ）は搬送波と電圧基準波形との比較に
よるＰＷＭの様子を示す図である。
簡単のため電圧基準波形はＵ相の波形のみ示している０
図示していないがＶ相、Ｗ和波形はそれぞれＵ相濾波形
ら１２０度、２４０度位相が遅れている。
図示していないがＶ相、Ｗ和波形はそれぞれＵ相濾波形
ら１２０度、２４０度位相が遅れている。
（ｃ）は（ｂ）の電圧基準波形と搬送波との比較により
得られるＵ相ＰＷＭ信号波形である。同期式であり前記
制約条件を満たしていることから、ｖ＋ＩＰＷＭ信号波
形（ｄ）、Ｗ相ＰＷＭ信号波形（ｅ）はＵ相ＰＷＭ信号
波形（ｃ）をそれぞれ前記位相分だけずらした波形とな
る。（ｆ）は第４図のインバータ２を前記ＰＷＭ信号（
ｃ） 、 （ｄ） 、 （ｅ）に基づいて運転したとき
インバータ２のＵ相Ｖ相線間電圧として現れる波形であ
る。第５図の９パルスモードの場合、三角波の周波数は
正弦波の周波数の９倍である０図示していないが、 １
５パルス、２７バルス、４５パルスの場合も三角波の周
波数は正弦波の周波数の各々１５倍、２７倍、４５倍で
ある。この様に正弦波と三角波との周波数倍率がそのま
ま線間電圧のパルス数となり、かつ前記制約条件が満た
されるパルスモードは限られている。９パルスよりも少
ないパルス数で同じ条件が満たされるのは第７図の３パ
ルスの場合である。もともと第５図、第７図のような正
弦波と三角波との比較によるＰＷＭにおいて、変調率と
出力電圧との間に直線性が得られるのは、パルス数が多
い場合であり、パルス数が少なくなるにつれてその直線
性は悪化する。また、パルス数が大きく異なればＰＷＭ
信号が変化する毎に持たせる素子保護のためのデッドタ
イムの回数変化によって、出力電圧も大きく変化する。
得られるＵ相ＰＷＭ信号波形である。同期式であり前記
制約条件を満たしていることから、ｖ＋ＩＰＷＭ信号波
形（ｄ）、Ｗ相ＰＷＭ信号波形（ｅ）はＵ相ＰＷＭ信号
波形（ｃ）をそれぞれ前記位相分だけずらした波形とな
る。（ｆ）は第４図のインバータ２を前記ＰＷＭ信号（
ｃ） 、 （ｄ） 、 （ｅ）に基づいて運転したとき
インバータ２のＵ相Ｖ相線間電圧として現れる波形であ
る。第５図の９パルスモードの場合、三角波の周波数は
正弦波の周波数の９倍である０図示していないが、 １
５パルス、２７バルス、４５パルスの場合も三角波の周
波数は正弦波の周波数の各々１５倍、２７倍、４５倍で
ある。この様に正弦波と三角波との周波数倍率がそのま
ま線間電圧のパルス数となり、かつ前記制約条件が満た
されるパルスモードは限られている。９パルスよりも少
ないパルス数で同じ条件が満たされるのは第７図の３パ
ルスの場合である。もともと第５図、第７図のような正
弦波と三角波との比較によるＰＷＭにおいて、変調率と
出力電圧との間に直線性が得られるのは、パルス数が多
い場合であり、パルス数が少なくなるにつれてその直線
性は悪化する。また、パルス数が大きく異なればＰＷＭ
信号が変化する毎に持たせる素子保護のためのデッドタ
イムの回数変化によって、出力電圧も大きく変化する。
９パルスモードから、３パルスモードに移行する場合の
ようにパルス数が少ないところでのパルス数切り替えは
、ｅ調率に対する出力電圧の直線性の悪化の度合も大き
く、シかもパルス数の比が３倍もあることから、切り替
え時のショックは大きい。そのため、第６図の５パルス
モードが用いられる。第６図の場合、三角波は特殊であ
るが線間電圧は同図（ｆ）のように前記制約条件を満た
す対称波形が得られる。この５パルスモードを用いるこ
とにより９パルスから直接３パルスに切り替える場合よ
りショックを小さくすることができる。
ようにパルス数が少ないところでのパルス数切り替えは
、ｅ調率に対する出力電圧の直線性の悪化の度合も大き
く、シかもパルス数の比が３倍もあることから、切り替
え時のショックは大きい。そのため、第６図の５パルス
モードが用いられる。第６図の場合、三角波は特殊であ
るが線間電圧は同図（ｆ）のように前記制約条件を満た
す対称波形が得られる。この５パルスモードを用いるこ
とにより９パルスから直接３パルスに切り替える場合よ
りショックを小さくすることができる。
第８図では（ｂ）を描いていない、それは１パルスでは
電気角（ａ）のみによって波形が定まってしまい、Ｍ間
型圧波形は同図（ｆ）のようになり電圧の大きさを制御
することができないからであ、る。
電気角（ａ）のみによって波形が定まってしまい、Ｍ間
型圧波形は同図（ｆ）のようになり電圧の大きさを制御
することができないからであ、る。
このようにパルス数を徐々に切り替えるようにしてもな
お切り替え時のショックは残る。これをより小さくする
ためには以下のような方法を取る。
お切り替え時のショックは残る。これをより小さくする
ためには以下のような方法を取る。
同一変調率でもパルス数が異なれば出力電圧は異なるが
、それぞれのパルス数における電圧は変調率によって定
まるから、電圧指令が与えられたとき、どのパルスモー
ドでも所望出力電圧が得られるように、パルスモード毎
に電圧指令と変調率との関数関係を変えるのである。こ
れによってパルスモードが変わっても出力電圧は同じ大
きさとなり、高調渡分の相違だけとなるからパルス数切
り替え時のショックはより小さくなる。
、それぞれのパルス数における電圧は変調率によって定
まるから、電圧指令が与えられたとき、どのパルスモー
ドでも所望出力電圧が得られるように、パルスモード毎
に電圧指令と変調率との関数関係を変えるのである。こ
れによってパルスモードが変わっても出力電圧は同じ大
きさとなり、高調渡分の相違だけとなるからパルス数切
り替え時のショックはより小さくなる。
それでもなお３パルスモードと１パルスモードとの切り
替え時にはショックがある。１パルスモードでは電圧を
制御できないからおなし出力電圧とするためには３パル
スモードで１パルスモードと同じ大きさの出力電圧を得
なければならない。
替え時にはショックがある。１パルスモードでは電圧を
制御できないからおなし出力電圧とするためには３パル
スモードで１パルスモードと同じ大きさの出力電圧を得
なければならない。
第７図（ｂ）において正弦波の大きさを徐々に大きくし
たとき、その大きさが三角波の大きさをこえると第７図
（ｆ）は第８図（ｆ）（１パルスモード）と同一波形と
なる６問題はその寸前、正弦波の大きさが三角波の大き
さよりもわずかに小さいときどれだけの線間電圧を出力
できるかである。インバータに使用される素子がＩＧＢ
ＴやＦＥＴのように高速スイッチング可能な素子であれ
ば、第７＠（ｆ）における狭幅パルスの幅Δｔをごく狭
くすることができ、第８図（ｆ）にスムーズに移行する
ことができる。しかし、ＧＴＯの場合、Δｔとして数百
μｓｅｃが必要であるため、第８図（ｆ）に移行したと
きのショックを避は得ない。
たとき、その大きさが三角波の大きさをこえると第７図
（ｆ）は第８図（ｆ）（１パルスモード）と同一波形と
なる６問題はその寸前、正弦波の大きさが三角波の大き
さよりもわずかに小さいときどれだけの線間電圧を出力
できるかである。インバータに使用される素子がＩＧＢ
ＴやＦＥＴのように高速スイッチング可能な素子であれ
ば、第７＠（ｆ）における狭幅パルスの幅Δｔをごく狭
くすることができ、第８図（ｆ）にスムーズに移行する
ことができる。しかし、ＧＴＯの場合、Δｔとして数百
μｓｅｃが必要であるため、第８図（ｆ）に移行したと
きのショックを避は得ない。
本発明はこのような少ないパルス数、３パルスモードと
１パルスモードとのパルスモード切り替え時の電圧変化
量を低減し、スムーズな運転を可能とすることを目的と
する。
１パルスモードとのパルスモード切り替え時の電圧変化
量を低減し、スムーズな運転を可能とすることを目的と
する。
（課題を解決するための手段）
３パルスモードと１パルスモードとの移行をスムーズに
しようとすると、１パルスモードは波形が定まっており
、出力電圧も動かすことのできないものであるから、３
パルスモードにおいて変調率が高くなると１パルスモー
ドに波形を近付けるとともに出力電圧の大きさも近付け
ていかねばならない、車両用のようにスイッチング速度
の遅いＧＴＯを用いたインバータでは狭幅パルスの幅を
あまり狭くすることなくこれを実現しなければならない
、３パルスモードの場合の線間電圧波形を１７４周期だ
け、第９図に示す、ｇ間電圧のピークを電気角０度とし
て示している。この線間電圧波形にはスイッチングタイ
ミングαｌ、α２．α３が現れているが、自由度が３あ
るわけではない。
しようとすると、１パルスモードは波形が定まっており
、出力電圧も動かすことのできないものであるから、３
パルスモードにおいて変調率が高くなると１パルスモー
ドに波形を近付けるとともに出力電圧の大きさも近付け
ていかねばならない、車両用のようにスイッチング速度
の遅いＧＴＯを用いたインバータでは狭幅パルスの幅を
あまり狭くすることなくこれを実現しなければならない
、３パルスモードの場合の線間電圧波形を１７４周期だ
け、第９図に示す、ｇ間電圧のピークを電気角０度とし
て示している。この線間電圧波形にはスイッチングタイ
ミングαｌ、α２．α３が現れているが、自由度が３あ
るわけではない。
第７図（ｃ） （ｄ） （ｅ）を見ればわかるように実
際には自由度は１しかない。第７図の三角波比較の場合
は第１Ｏ図（ａ）のように α１＝π／６−β、α２＝π／６＋β、α３＝π／３
■の大きさが変化する。これに対して同じく自由度１
で第１１図（ａ）のような波形が考えられる。すなわち α１＝π／３−γ、α２＝π／３．α３＝π／３＋γ
■で表され変調率によってγが変わり出力電圧の大
きさが変化する。それぞれの場合について狭幅パルスが
最小値Δｔを取ったときの波形を第１０図。
際には自由度は１しかない。第７図の三角波比較の場合
は第１Ｏ図（ａ）のように α１＝π／６−β、α２＝π／６＋β、α３＝π／３
■の大きさが変化する。これに対して同じく自由度１
で第１１図（ａ）のような波形が考えられる。すなわち α１＝π／３−γ、α２＝π／３．α３＝π／３＋γ
■で表され変調率によってγが変わり出力電圧の大
きさが変化する。それぞれの場合について狭幅パルスが
最小値Δｔを取ったときの波形を第１０図。
第１１図の（ｂ）に、示す。 また１パルスモ一ド時の
波形をそれぞれの図の（ｃ）に示す。第１１図の方が出
力電圧が大きく取れ１パルスモ一ド時の電圧に近いこと
は図より明らかである。したがって第１１図のように線
間電圧を制御して出力することが可能であれば、１パル
スモードと３パルスモードとの切り替えをスムーズにお
こなうことができる。第１１図における出力電圧とγと
の関係を求めてみる。
波形をそれぞれの図の（ｃ）に示す。第１１図の方が出
力電圧が大きく取れ１パルスモ一ド時の電圧に近いこと
は図より明らかである。したがって第１１図のように線
間電圧を制御して出力することが可能であれば、１パル
スモードと３パルスモードとの切り替えをスムーズにお
こなうことができる。第１１図における出力電圧とγと
の関係を求めてみる。
直流電圧のおおきさをＶｄｃとすると、基本波成分の実
効値の大きさＶｌは となり、変調率によってβのみが変わり出力電圧π／６
を越えると線間電圧波形のα３が変わりで求められる。
効値の大きさＶｌは となり、変調率によってβのみが変わり出力電圧π／６
を越えると線間電圧波形のα３が変わりで求められる。
第１１図ではγの制御範囲は０≦γ≦π／６であり、γ
＝０の時に最大値ｖｔ＝ｖｏｃ・７６／πをとる。これ
は周知のように、１パルスモ一ド時の出力電圧の大きさ
に等しい。またγ＝７ｃ／６＋７）時に最小値Ｖ１＝
ＶＤＣＩ Ｊ’Ｗ／ｙｃ ・（５−１）をとる、すなわ
ち第１１図をみるかぎりでは、出力電圧をＯまで制御す
ることはできないようにみえる。そこで具体的に第１１
図を実現するためには各相がどの様な波形を取るべきか
を第１２図に示す。
＝０の時に最大値ｖｔ＝ｖｏｃ・７６／πをとる。これ
は周知のように、１パルスモ一ド時の出力電圧の大きさ
に等しい。またγ＝７ｃ／６＋７）時に最小値Ｖ１＝
ＶＤＣＩ Ｊ’Ｗ／ｙｃ ・（５−１）をとる、すなわ
ち第１１図をみるかぎりでは、出力電圧をＯまで制御す
ることはできないようにみえる。そこで具体的に第１１
図を実現するためには各相がどの様な波形を取るべきか
を第１２図に示す。
第１２図において（ａ）は第５図における（ａ）と同様
に電気角を、 （ｃ） （ｄ） （ｅ）はＵ、Ｖ、Ｗ相
のＰＷＭ信号を、（ｆ）はＵｖ線間電圧波形を示してい
る。
に電気角を、 （ｃ） （ｄ） （ｅ）はＵ、Ｖ、Ｗ相
のＰＷＭ信号を、（ｆ）はＵｖ線間電圧波形を示してい
る。
（ｇ）は線間電圧の１７４周期について第１１図相当の
電気角目盛りをつけたものである。この第１２図のよう
にγを取り、 γ〉π／６とすると第１３図のようにな
る。（ａ）〜（ｇ）は９１２図と同じである。γがα１
＝π／３−γ、α２＝π／３．α３＝２π／３−γＧ） となる、しかし、第１３図において出力電圧の基本波成
分の大きさを求めると ＝ ＶＤＣ・Ｊ／ｚ（２・ｃｏｓｙ−１）
■となって０式と同じ結果が得られる６第１３図にお
いてはπ／６≦γ≦π／３の範囲でγを制御でき、Ｙ＝
に／６（７）時に最小値ｖｔ＝ｖｏｃ−Ｊ／ｚ −（５
−一１）をとり、γ＝ ７ｃ／ ３のとき最小値Ｖ１＝
Ｏをとる。
電気角目盛りをつけたものである。この第１２図のよう
にγを取り、 γ〉π／６とすると第１３図のようにな
る。（ａ）〜（ｇ）は９１２図と同じである。γがα１
＝π／３−γ、α２＝π／３．α３＝２π／３−γＧ） となる、しかし、第１３図において出力電圧の基本波成
分の大きさを求めると ＝ ＶＤＣ・Ｊ／ｚ（２・ｃｏｓｙ−１）
■となって０式と同じ結果が得られる６第１３図にお
いてはπ／６≦γ≦π／３の範囲でγを制御でき、Ｙ＝
に／６（７）時に最小値ｖｔ＝ｖｏｃ−Ｊ／ｚ −（５
−一１）をとり、γ＝ ７ｃ／ ３のとき最小値Ｖ１＝
Ｏをとる。
結局、各相ＰＷＭ信号はＯ≦γ≦π／３の範囲で連続し
て制御でき、 そのときγ＝π／６を境にして線間電圧
波形は変化するが、γと出方電圧の大きさとの関係は不
変であることがわかる。
て制御でき、 そのときγ＝π／６を境にして線間電圧
波形は変化するが、γと出方電圧の大きさとの関係は不
変であることがわかる。
したがって変調率ｋを
ｋ ＝ （π／＃） ・（Ｖｌ／ＶＤＣ） ＝２ ・ｃ
ｏ８７−１ （Ｇｌで定義するとに＝ｏ〜１に対し
て出力電圧を０電圧から１パルスモ一ド時に等しい電圧
までリニアに制御できる。
ｏ８７−１ （Ｇｌで定義するとに＝ｏ〜１に対し
て出力電圧を０電圧から１パルスモ一ド時に等しい電圧
までリニアに制御できる。
（作 用）
０≦γ≦π／３ なるγに対して０式の右辺の関数を発
生させて変調率にと比較し、その大小関係からＰ Ｗ
Ｍ ７１号を得れば、３パルスモードにおいて変調率に
比例した出力電圧を得ることができる。
生させて変調率にと比較し、その大小関係からＰ Ｗ
Ｍ ７１号を得れば、３パルスモードにおいて変調率に
比例した出力電圧を得ることができる。
また、変調率が１に近くなるとパルス波形、出力電圧の
大きさとも１パルスモードの場合に近似となり、スムー
ズな１パルスモードへの移行が可能となる。
大きさとも１パルスモードの場合に近似となり、スムー
ズな１パルスモードへの移行が可能となる。
（実施例）
本発明の一実施例の構成を第１図に示す、３パルスモー
ドと１パルスモードの切り替え部分のみが重要でありそ
の他は車両用であろうと汎用インバータであろうとあま
り関係がないので、簡単のため汎用インバータの制御回
路で説明する。第１図において１０はインバータの運転
周波数送金値に比例した電圧を出力する運転周波数設定
器、１１は運転周波数設定器の出力電圧に比例した周波
数のパルス列を出力するＶ／Ｆコンバータ、１２はＶ／
Ｆコンバータの出力するパルスを計数してその値をパラ
レルデータで出力するカウンタである。カウンタ１２の
出力するパラレルデータは１８０度を周期とする電気信
号でありＲＯＭ １３ａ” ＲＯＭ １３ｃの下位アド
レスに与えられる。１４はモード切り替え回路で運転周
波数設定器１０の出力電圧を複数の所定電圧レベルと比
較し、その結果をパラレルデータで出力するパルスモー
ド切り替え回路である。
ドと１パルスモードの切り替え部分のみが重要でありそ
の他は車両用であろうと汎用インバータであろうとあま
り関係がないので、簡単のため汎用インバータの制御回
路で説明する。第１図において１０はインバータの運転
周波数送金値に比例した電圧を出力する運転周波数設定
器、１１は運転周波数設定器の出力電圧に比例した周波
数のパルス列を出力するＶ／Ｆコンバータ、１２はＶ／
Ｆコンバータの出力するパルスを計数してその値をパラ
レルデータで出力するカウンタである。カウンタ１２の
出力するパラレルデータは１８０度を周期とする電気信
号でありＲＯＭ １３ａ” ＲＯＭ １３ｃの下位アド
レスに与えられる。１４はモード切り替え回路で運転周
波数設定器１０の出力電圧を複数の所定電圧レベルと比
較し、その結果をパラレルデータで出力するパルスモー
ド切り替え回路である。
パルスモード切り替え回路１４の出力はＲＯＭ１３ａ〜
ＲＯＭ １３ｃの上位アドレスに与えられる。１５はＡ
／Ｄコンバータであり、運転周波数設定器の出力電圧を
それに応じたデジタル値に変換する。Ａ／Ｄコンバータ
１５の出力はデジタル比較器１６ａ〜１６ｃの一方の比
較入力として与えられる。デジタル比較器１６ａ〜１６
ｃの他方の比較入力にはＲＯＭ１３ａ−ＲＯＭ １３ｃ
のデータが与えられる。デジタル比較器１６ａ〜１６ｅ
はＡ／Ｄコンバータ１５の出力とＲＯＭ １３ａ −Ｒ
ＯＭ １３ｃのデータとを比較しその大小により、ｌｌ
Ｏ＋＋ 、 １１１１″の論理信号を出力する。
ＲＯＭ １３ｃの上位アドレスに与えられる。１５はＡ
／Ｄコンバータであり、運転周波数設定器の出力電圧を
それに応じたデジタル値に変換する。Ａ／Ｄコンバータ
１５の出力はデジタル比較器１６ａ〜１６ｃの一方の比
較入力として与えられる。デジタル比較器１６ａ〜１６
ｃの他方の比較入力にはＲＯＭ１３ａ−ＲＯＭ １３ｃ
のデータが与えられる。デジタル比較器１６ａ〜１６ｅ
はＡ／Ｄコンバータ１５の出力とＲＯＭ １３ａ −Ｒ
ＯＭ １３ｃのデータとを比較しその大小により、ｌｌ
Ｏ＋＋ 、 １１１１″の論理信号を出力する。
この論理信号は排他的論理和回路１７ａ＝１７ｃの一方
の入力端子に与えられる。カウンタ１２の出力するパラ
レルデータのうち電気角３０度毎に反転、する信号が６
進カウンタ１８に与えられる。６進カウンタ１８は入力
をカウントして各信号は電気角１８０度毎に反転し相互
に１２０度ずつ位相のずれた３ビツトの信号を出力する
。この各信号はそれぞれ排他的論理和回路１７ａ〜１７
ｃの他方入力端子に与えられる。
の入力端子に与えられる。カウンタ１２の出力するパラ
レルデータのうち電気角３０度毎に反転、する信号が６
進カウンタ１８に与えられる。６進カウンタ１８は入力
をカウントして各信号は電気角１８０度毎に反転し相互
に１２０度ずつ位相のずれた３ビツトの信号を出力する
。この各信号はそれぞれ排他的論理和回路１７ａ〜１７
ｃの他方入力端子に与えられる。
排他的論理和回路１７ａ−１７ｃはデジタル比較器１６
ａ〜１６ｃの出力と６進カウンタ１８の出力とを各１ビ
ツトずつ排他的論理和を取る。排他的論理和回路１．７
ａ〜１７ｃの出力はそのままの極性でインバータの正側
アームＵＰ、ＶＰ、ＷＰのゲート信号とされ、否定論回
路１９ａ−１９ｃによって極性反転されてインバータの
負側アームのＵＮ、ＶＮ、ＷＮのゲート信号とされる。
ａ〜１６ｃの出力と６進カウンタ１８の出力とを各１ビ
ツトずつ排他的論理和を取る。排他的論理和回路１．７
ａ〜１７ｃの出力はそのままの極性でインバータの正側
アームＵＰ、ＶＰ、ＷＰのゲート信号とされ、否定論回
路１９ａ−１９ｃによって極性反転されてインバータの
負側アームのＵＮ、ＶＮ、ＷＮのゲート信号とされる。
この構成は特願昭５５−１２９８８３と基本的に同じで
あり、ＰＷＭ信号の発生原理も同じである１本発明はＲ
ＯＭ １３ａ” ＲＯＭ １３ｃに書かれる３パルスモ
一ドＰＷＭ用の関数とそれによって得るＰＷＭ信号の電
圧制御性、１パルスモードへのスムーズな移行にある。
あり、ＰＷＭ信号の発生原理も同じである１本発明はＲ
ＯＭ １３ａ” ＲＯＭ １３ｃに書かれる３パルスモ
一ドＰＷＭ用の関数とそれによって得るＰＷＭ信号の電
圧制御性、１パルスモードへのスムーズな移行にある。
第２図および第３図を用いて第１図の実施例の作用を説
明する。第２図において（ａ）、 （ｂ）、 （ｅ）は
６進カウンタ１８の出力信号である。（ｄ）はデジタル
比較器１７ａにおける比較の様子を示している。
明する。第２図において（ａ）、 （ｂ）、 （ｅ）は
６進カウンタ１８の出力信号である。（ｄ）はデジタル
比較器１７ａにおける比較の様子を示している。
モード切り替え回路１４が３パルスモードを選択してい
ると、 ＲＯＭ １３ａは電気角Ｏからπ／３までの間
２ｃｏｓθ−１なる関数を出力し、 π／３〜π／２ま
ではＯ１π／２からπまではＯからπ／２までを折り返
した波形となる。またカウンタ１２が１８０度を周期と
してカウントしているから、πから２πまでは０からπ
までと同じ波形である。Ａ／Ｄコンバータ１５の出力が
変調率にである。したがってＲＯＭ１３ａの出力する関
数と変調率を比較することにより（ｅ）に示す波形がデ
ジタル比較器１６ａから出力される。排他的論理和回路
１７ａによってこの信号と（ａ）に示す信号とが排他的
論理和をとられ（ｆ）に示すような１周期分のＰＷＭ信
号が得られる。 ＲＯＭ１３ｂ、 ＲＯＭ１３ｃに書き
込む関数の位相をあらかじめずらしておくことにより、
排他的論理和回路１７ｂ、 １７ｃからはおのおの（ｆ
）、 （ｇ）に示すＰＷＭ（６号が出力される。これら
のＰＷＭ信号によりインバータを運転すると３相出力線
間、電圧は（ｊ）、 （ｋ）、 （１）に示すように３
パルスの波形となる。
ると、 ＲＯＭ １３ａは電気角Ｏからπ／３までの間
２ｃｏｓθ−１なる関数を出力し、 π／３〜π／２ま
ではＯ１π／２からπまではＯからπ／２までを折り返
した波形となる。またカウンタ１２が１８０度を周期と
してカウントしているから、πから２πまでは０からπ
までと同じ波形である。Ａ／Ｄコンバータ１５の出力が
変調率にである。したがってＲＯＭ１３ａの出力する関
数と変調率を比較することにより（ｅ）に示す波形がデ
ジタル比較器１６ａから出力される。排他的論理和回路
１７ａによってこの信号と（ａ）に示す信号とが排他的
論理和をとられ（ｆ）に示すような１周期分のＰＷＭ信
号が得られる。 ＲＯＭ１３ｂ、 ＲＯＭ１３ｃに書き
込む関数の位相をあらかじめずらしておくことにより、
排他的論理和回路１７ｂ、 １７ｃからはおのおの（ｆ
）、 （ｇ）に示すＰＷＭ（６号が出力される。これら
のＰＷＭ信号によりインバータを運転すると３相出力線
間、電圧は（ｊ）、 （ｋ）、 （１）に示すように３
パルスの波形となる。
第３図は変調率が高いときに３パルスモードから１パル
スモードへ移行する様子を示している。
スモードへ移行する様子を示している。
第２図と同じ符号を付された波形は同一部分の波形であ
る１時刻ｔｉまでは３パルスモードであり。
る１時刻ｔｉまでは３パルスモードであり。
それ以後は１パルスモードである。 ＲＯＭ１３ａ〜
ＲＯＭ１３ｃは１パルスモードではＯを出力するから６
進カウンタ１８の出力のみによって波形が定まる。３パ
ルスモードの線間電圧をみると変調率が高いにも関わら
ずある程度の幅が確保されているが、３パルス間の零電
圧の狭幅パルスの位置が正電圧が正電圧あるいは負電圧
を出力している期間の両端部によることにより基本波電
圧を高くしていることが分かる。したがって時刻Ｌ１に
おいてスムーズに１パルスモードに移行することができ
る。
ＲＯＭ１３ｃは１パルスモードではＯを出力するから６
進カウンタ１８の出力のみによって波形が定まる。３パ
ルスモードの線間電圧をみると変調率が高いにも関わら
ずある程度の幅が確保されているが、３パルス間の零電
圧の狭幅パルスの位置が正電圧が正電圧あるいは負電圧
を出力している期間の両端部によることにより基本波電
圧を高くしていることが分かる。したがって時刻Ｌ１に
おいてスムーズに１パルスモードに移行することができ
る。
以上述べてきたように本発明によれば、３パルスモード
における変調率に対する出力電圧の直線性がよく、かつ
１パルスモードへの切り替え時のショックを少なくする
ことができる。
における変調率に対する出力電圧の直線性がよく、かつ
１パルスモードへの切り替え時のショックを少なくする
ことができる。
第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図。
第３図は第１図の実施例の動作説明図、第４図は本発明
のＰＷＭ￥Ｊ制御方式で運転されるインバータ主回路例
、第５図乃至第８図は同期式ＰＷＭにおける種々のパル
ス数のＰＷＭ信号の例５第９図は３パルスモードの線間
電圧波形、第１０図は三角波比較方式における３パルス
モードの線間電圧波形。 第１１図は本発明で得ようとする３パルスモードの線間
電圧波形、第１２図、第１３はそれぞれ変調率の大きい
場合と小さい場合の本発明で得ようとするＰＷＭ信号と
線間電圧波形である。 １・・・直流電源 ２・・・インバータ３８
〜３ｄ・・・誘導電動機 １０・・・運転周波数設
定器１１・・・Ｖ／Ｆコンバータ １２・・・カウン
タ１３ａ−１３ｃ・・・ＲＯＭ １４・・・モ
ード切り替え回路１５・・・Ａ／Ｄコンバータ １６
ａ＝１６ｃ・・・デジタル比較器１７ａ〜１７ｃ・・・
排他的論理和回路１８・・・６進カウンタ １９
ａ〜１９ｃ・・・否定論理回路代理人 弁理士 則
近 憲 佑 同 第子丸 健 第 図 第 図 第 図 第 図 第 図 第 図 第 図
のＰＷＭ￥Ｊ制御方式で運転されるインバータ主回路例
、第５図乃至第８図は同期式ＰＷＭにおける種々のパル
ス数のＰＷＭ信号の例５第９図は３パルスモードの線間
電圧波形、第１０図は三角波比較方式における３パルス
モードの線間電圧波形。 第１１図は本発明で得ようとする３パルスモードの線間
電圧波形、第１２図、第１３はそれぞれ変調率の大きい
場合と小さい場合の本発明で得ようとするＰＷＭ信号と
線間電圧波形である。 １・・・直流電源 ２・・・インバータ３８
〜３ｄ・・・誘導電動機 １０・・・運転周波数設
定器１１・・・Ｖ／Ｆコンバータ １２・・・カウン
タ１３ａ−１３ｃ・・・ＲＯＭ １４・・・モ
ード切り替え回路１５・・・Ａ／Ｄコンバータ １６
ａ＝１６ｃ・・・デジタル比較器１７ａ〜１７ｃ・・・
排他的論理和回路１８・・・６進カウンタ １９
ａ〜１９ｃ・・・否定論理回路代理人 弁理士 則
近 憲 佑 同 第子丸 健 第 図 第 図 第 図 第 図 第 図 第 図 第 図
Claims (1)
- ３相電圧形インバータ用の同期式ＰＷＭ制御において、
一相については電気角θが０からπ／３までの間は２ｃ
ｏｓθ−１なる波形、π／３〜π／２までは０、π／２
からπまでは０からπ／２までの波形を電気角に対して
対称に折り返した波形となるような電気角πを周期とす
る関数を発生させ、他の２相については前記相の関数か
らそれぞれ２π／３、４π／３位相を異ならせて発生さ
せ、これらの関数と変調率との比較結果と電気角とにも
とづいてＰＷＭ信号を得ることを特徴とするＰＷＭ制御
方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63233403A JP2654118B2 (ja) | 1988-09-20 | 1988-09-20 | Ｐｗｍ制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63233403A JP2654118B2 (ja) | 1988-09-20 | 1988-09-20 | Ｐｗｍ制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0284072A true JPH0284072A (ja) | 1990-03-26 |
| JP2654118B2 JP2654118B2 (ja) | 1997-09-17 |
Family
ID=16954529
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63233403A Expired - Lifetime JP2654118B2 (ja) | 1988-09-20 | 1988-09-20 | Ｐｗｍ制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2654118B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016132421A1 (ja) * | 2015-02-16 | 2016-08-25 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置用の制御装置、電力変換装置、およびそれらを用いた電動機駆動システム、圧縮機駆動システム、ガスタービン発電システム |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105075097B (zh) | 2013-04-23 | 2019-06-18 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
| US10103675B2 (en) | 2013-04-23 | 2018-10-16 | Mitsubishi Electric Corporation | Control device of alternating-current electric motor |
-
1988
- 1988-09-20 JP JP63233403A patent/JP2654118B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016132421A1 (ja) * | 2015-02-16 | 2016-08-25 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置用の制御装置、電力変換装置、およびそれらを用いた電動機駆動システム、圧縮機駆動システム、ガスタービン発電システム |
| JPWO2016132421A1 (ja) * | 2015-02-16 | 2017-06-29 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置用の制御装置、電力変換装置、およびそれらを用いた電動機駆動システム、圧縮機駆動システム、ガスタービン発電システム |
| US10084405B2 (en) | 2015-02-16 | 2018-09-25 | Hitachi, Ltd. | Control device for power conversion device, power conversion device, electric motor drive system using said devices, compressor drive system, and gas turbine power generation system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2654118B2 (ja) | 1997-09-17 |
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