JPH028504B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH028504B2 JPH028504B2 JP58149598A JP14959883A JPH028504B2 JP H028504 B2 JPH028504 B2 JP H028504B2 JP 58149598 A JP58149598 A JP 58149598A JP 14959883 A JP14959883 A JP 14959883A JP H028504 B2 JPH028504 B2 JP H028504B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- circuit
- rectifier circuit
- comparator
- switch element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M1/00—Substation equipment, e.g. for use by subscribers
- H04M1/60—Substation equipment, e.g. for use by subscribers including speech amplifiers
- H04M1/6033—Substation equipment, e.g. for use by subscribers including speech amplifiers for providing handsfree use or a loudspeaker mode in telephone sets
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、送話信号と受話信号の比較を行ない
ハウリング防止のため挿入した送話系、受話系の
損失回路を制御する拡声電話装置に関するもので
ある。
ハウリング防止のため挿入した送話系、受話系の
損失回路を制御する拡声電話装置に関するもので
ある。
（従来例の構成とその問題点）
一般に、拡声電話装置としては、第１図のよう
に、マイクロフオン１、マイクアンプ２、送話可
変損失回路３、ハイブリツドトランス４、受話可
変損失回路５、スピーカアンプ６、スピーカ７、
送話検波整流回路８、受話検波整流回路９、音声
スイツチ制御回路１０で構成されている。すなわ
ち、この装置ではハウリングを防止するため、送
話および受話の通話路に損失回路３，５を挿入
し、音声スイツチ制御回路１０により送話検波整
流回路８の出力と受話検波整流回路９の出力の大
小を比較してその損失回路３，５を制御してい
る。
に、マイクロフオン１、マイクアンプ２、送話可
変損失回路３、ハイブリツドトランス４、受話可
変損失回路５、スピーカアンプ６、スピーカ７、
送話検波整流回路８、受話検波整流回路９、音声
スイツチ制御回路１０で構成されている。すなわ
ち、この装置ではハウリングを防止するため、送
話および受話の通話路に損失回路３，５を挿入
し、音声スイツチ制御回路１０により送話検波整
流回路８の出力と受話検波整流回路９の出力の大
小を比較してその損失回路３，５を制御してい
る。
ここで送話・受話の検波整流回路８，９は、送
話・受話音声信号の差が比例動作するように、第
２図のように主にダイオードD1，D2、演算増幅
器１２から構成される対数変換回路１１と整流回
路１３から構成されている。この検波整流回路の
問題点としては送話・受話検波整流回路８，９の
入出力特性はダイオードD1，D2の電気的特性に
より左右されるため、送話及び受話検波整流回路
に使用するダイオードは特性を揃える必要があ
り、また一般のダイオードを使用した場合、対数
特性は低いレベルの入力になるにしたがつて直線
性がなくなりダイナミツクレンジは40dB前後で
ある。更にダイオードの特性は温度によつて大き
く変化するため、出力電圧、入出力特性の傾斜も
大きく変化する。これらの影響により、送話・受
話信号の差をとつて比較するには誤動作が生じ易
く正しい制御が行なわれない恐れがある。
話・受話音声信号の差が比例動作するように、第
２図のように主にダイオードD1，D2、演算増幅
器１２から構成される対数変換回路１１と整流回
路１３から構成されている。この検波整流回路の
問題点としては送話・受話検波整流回路８，９の
入出力特性はダイオードD1，D2の電気的特性に
より左右されるため、送話及び受話検波整流回路
に使用するダイオードは特性を揃える必要があ
り、また一般のダイオードを使用した場合、対数
特性は低いレベルの入力になるにしたがつて直線
性がなくなりダイナミツクレンジは40dB前後で
ある。更にダイオードの特性は温度によつて大き
く変化するため、出力電圧、入出力特性の傾斜も
大きく変化する。これらの影響により、送話・受
話信号の差をとつて比較するには誤動作が生じ易
く正しい制御が行なわれない恐れがある。
（発明の目的）
本発明は上記従来例の問題点を解決するもので
あり、対数変換のダイナミツクレンジを拡張して
音声スイツチ動作が安定に行なわれるようにする
ことを目的とするものである。
あり、対数変換のダイナミツクレンジを拡張して
音声スイツチ動作が安定に行なわれるようにする
ことを目的とするものである。
（発明の構成）
本発明は、上記目的を達成するために、送話或
は受話信号の対数Ａ／Ｄ変換を行なうもので、変
換にあたつてはマイクロプロセツサ（以下CPU
と略記）内のROM或はRAMに設定した対数の
テーブルを参照しその内容をＲ−2Rネツトワー
ク（以下ラダー抵抗と略記）に出力しその出力電
圧と送話或は受話信号の検波整流出力電圧とをコ
ンパレータにより比較しながら逐次Ａ／Ｄ変換を
行なう。更に、検波整流回路の利得を制御しなが
らＡ／Ｄ変換を行ない、CPU内にて数値計算を
施しダイナミツクレンジを拡張するもので、これ
により従来の対数素子のバラツキを考慮せずにま
た簡単な構成で対数変換のダイナミツクレンジを
拡張することができる。
は受話信号の対数Ａ／Ｄ変換を行なうもので、変
換にあたつてはマイクロプロセツサ（以下CPU
と略記）内のROM或はRAMに設定した対数の
テーブルを参照しその内容をＲ−2Rネツトワー
ク（以下ラダー抵抗と略記）に出力しその出力電
圧と送話或は受話信号の検波整流出力電圧とをコ
ンパレータにより比較しながら逐次Ａ／Ｄ変換を
行なう。更に、検波整流回路の利得を制御しなが
らＡ／Ｄ変換を行ない、CPU内にて数値計算を
施しダイナミツクレンジを拡張するもので、これ
により従来の対数素子のバラツキを考慮せずにま
た簡単な構成で対数変換のダイナミツクレンジを
拡張することができる。
（実施例の説明）
以下、本発明を第３図に示す一実施例により説
明する。第３図において、１４はラダー抵抗、１
５はCPU、１６はコンパレータ、１７は、送話
或は受話信号の入力端子、１８は入力信号を直流
電圧に変換する検波整流回路である。ここでこの
検波整流回路は第４図のように演算増幅器２０を
主とした構成となつており、さらにCPUの制御
信号１９でオンオフ制御されるスイツチ素子２１
により利得が可変できるようになつている。
明する。第３図において、１４はラダー抵抗、１
５はCPU、１６はコンパレータ、１７は、送話
或は受話信号の入力端子、１８は入力信号を直流
電圧に変換する検波整流回路である。ここでこの
検波整流回路は第４図のように演算増幅器２０を
主とした構成となつており、さらにCPUの制御
信号１９でオンオフ制御されるスイツチ素子２１
により利得が可変できるようになつている。
このような構成において、一例としてダイナミ
ツクレンジ60dBの対数変換を得るための動作を
述べると、先づＡ／Ｄ変換の動作は、CPU出力
ポートPTCから信号を出力させラダー抵抗１４
の出力に現われる電圧Ａと信号入力端子１７に応
じた検波整流出力電圧Ｂとの比較をコンパレータ
１６で行ないこの出力をポートPTAで監視しな
がら逐次Ａ／Ｄ変換を行なうわけであるが、
CPUの出力ポートPTCから出力する信号は第５
図のようにあらかじめCPUのROM或はRAMに
1dB毎に変化する16進の数値を設定し順次指定さ
れる番地の内容を出力するようにしている。した
がつて、ラダー抵抗１４出力Ａと検波整流回路１
８の出力Ｂは対数での比較を行なうことになり、
さらに最終のＡ／Ｄ変換の値は、ROM或は
RAMの番地が対数のＡ／Ｄ値となる。第５図に
おいては０〜30番地まで、すなわち30dBの対数
変換ができるわけである。
ツクレンジ60dBの対数変換を得るための動作を
述べると、先づＡ／Ｄ変換の動作は、CPU出力
ポートPTCから信号を出力させラダー抵抗１４
の出力に現われる電圧Ａと信号入力端子１７に応
じた検波整流出力電圧Ｂとの比較をコンパレータ
１６で行ないこの出力をポートPTAで監視しな
がら逐次Ａ／Ｄ変換を行なうわけであるが、
CPUの出力ポートPTCから出力する信号は第５
図のようにあらかじめCPUのROM或はRAMに
1dB毎に変化する16進の数値を設定し順次指定さ
れる番地の内容を出力するようにしている。した
がつて、ラダー抵抗１４出力Ａと検波整流回路１
８の出力Ｂは対数での比較を行なうことになり、
さらに最終のＡ／Ｄ変換の値は、ROM或は
RAMの番地が対数のＡ／Ｄ値となる。第５図に
おいては０〜30番地まで、すなわち30dBの対数
変換ができるわけである。
次に60dBまで拡張するための動作を述べる。
第４図においてスイツチ素子２１がオンした時に
はこの回路の利得が30dB、オフした時には0dB
となるよう抵抗R1とR2の値を設定する。ただし
ここでは入力端子１７に入力される最大レベルは
説明の簡便上0dBとして考える。
第４図においてスイツチ素子２１がオンした時に
はこの回路の利得が30dB、オフした時には0dB
となるよう抵抗R1とR2の値を設定する。ただし
ここでは入力端子１７に入力される最大レベルは
説明の簡便上0dBとして考える。
次に第３図のCPUの出力ポートRTCに第５図
に示す０番地の内容を出力し、ラダー抵抗１４の
出力に現われる電圧Ａと、スイツチ素子２１がオ
フ状態で、入力端子に−30dBのレベルが入力さ
れた時の検波整流回路１８の出力電圧Ｂが同じと
なるようラダー抵抗１４に接続された抵抗Ｒの値
を設定しこの時の電圧Ａを基準電圧とする。
に示す０番地の内容を出力し、ラダー抵抗１４の
出力に現われる電圧Ａと、スイツチ素子２１がオ
フ状態で、入力端子に−30dBのレベルが入力さ
れた時の検波整流回路１８の出力電圧Ｂが同じと
なるようラダー抵抗１４に接続された抵抗Ｒの値
を設定しこの時の電圧Ａを基準電圧とする。
この設定状態において、スイツチ素子２１がオ
フとなるようCPUのポートPTBから制御信号を
出力し、ポートPTAにてコンパレータ出力を監
視する。この時、出力がLOWの場合、すなわち、
入力信号が−30dB以下の場合はスイツチ素子２
１をオンにし検波整流回路の利得を30dBに上げ
てＡ／Ｄ変換を行なう。逆にコンパレータ出力が
HIGHの時にはスイツチ素子２１をオフにし、
Ａ／Ｄ変換を行ないそのＡ／Ｄ変換結果の値に30
を加えるようにする。この一連の動作フローを第
６図に示す。
フとなるようCPUのポートPTBから制御信号を
出力し、ポートPTAにてコンパレータ出力を監
視する。この時、出力がLOWの場合、すなわち、
入力信号が−30dB以下の場合はスイツチ素子２
１をオンにし検波整流回路の利得を30dBに上げ
てＡ／Ｄ変換を行なう。逆にコンパレータ出力が
HIGHの時にはスイツチ素子２１をオフにし、
Ａ／Ｄ変換を行ないそのＡ／Ｄ変換結果の値に30
を加えるようにする。この一連の動作フローを第
６図に示す。
以上のことから本実施例においては、送話或は
受話系のレベルを制御することによりダイナミツ
クレンジが拡張できる。
受話系のレベルを制御することによりダイナミツ
クレンジが拡張できる。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、対数特
性はCPU内に設定した数値で決定されるため、
従来のように対数変換用素子のバラツキを考慮せ
ず安定な特性が得られ、またCPU内でＡ／Ｄ変
換を行ないダイナミツクレンジも計算によつて拡
張することができるので、安定した音声スイツチ
の動作が得られるようになり、簡単な構成で優れ
た特性の拡声電話装置を提供することができる。
性はCPU内に設定した数値で決定されるため、
従来のように対数変換用素子のバラツキを考慮せ
ず安定な特性が得られ、またCPU内でＡ／Ｄ変
換を行ないダイナミツクレンジも計算によつて拡
張することができるので、安定した音声スイツチ
の動作が得られるようになり、簡単な構成で優れ
た特性の拡声電話装置を提供することができる。
第１図は従来の拡声電話装置の構成図、第２図
は第１図に示す検波整流回路の具体回路図、第３
図は本発明の一実施例における拡声電話装置の対
数変換のためのＡ／Ｄ変換回路、第４図は第３図
における検波整流回路１８の具体回路図、第５図
は対数変換のためのCPU内に設定する対数テー
ブル、第６図はダイナミツクレンジ拡張のための
フローである。 １４……ラダー抵抗、１５……CPU、１６…
…コンパレータ、１７……信号入力端子、１８…
…検波整流回路、２１……スイツチ素子。
は第１図に示す検波整流回路の具体回路図、第３
図は本発明の一実施例における拡声電話装置の対
数変換のためのＡ／Ｄ変換回路、第４図は第３図
における検波整流回路１８の具体回路図、第５図
は対数変換のためのCPU内に設定する対数テー
ブル、第６図はダイナミツクレンジ拡張のための
フローである。 １４……ラダー抵抗、１５……CPU、１６…
…コンパレータ、１７……信号入力端子、１８…
…検波整流回路、２１……スイツチ素子。
Claims (1)
- １ 送話系、受話系にそれぞれ挿入されたハウリ
ング防止のための損失回路と、送話信号、受話信
号のレベル差に応じて前記損失回路を制御する音
声スイツチ制御回路と、前記音声スイツチ制御回
路の入力側にそれぞれ設けられる検波整流回路で
あつてマイクロプロセツサにより制御されるスイ
ツチ素子を有し、このスイツチ素子のオン・オフ
動作により利得が可変できる検波整流回路と、前
記マイクロプロセツサの出力を電圧の大きさに変
換するラダー抵抗と、コンパレータとを有し、前
記検波整流回路の出力と前記ラダー抵抗の所定の
出力とを前記コンパレータで比較し、その比較結
果が小の場合は、前記スイツチ素子をオンにし前
記検波整流回路の利得を上げて前記コンパレータ
出力を前記マイクロプロセツサでＡ／Ｄ変換し、
前記比較結果が大の場合には、前記スイツチ素子
をオフにし前記検波整流回路の利得を下げて前記
コンパレータをマイクロプロセツサでＡ／Ｄ変換
するとともに所定値を加算することを特徴とする
拡声電話装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58149598A JPS6041851A (ja) | 1983-08-18 | 1983-08-18 | 拡声電話装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58149598A JPS6041851A (ja) | 1983-08-18 | 1983-08-18 | 拡声電話装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6041851A JPS6041851A (ja) | 1985-03-05 |
| JPH028504B2 true JPH028504B2 (ja) | 1990-02-26 |
Family
ID=15478701
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58149598A Granted JPS6041851A (ja) | 1983-08-18 | 1983-08-18 | 拡声電話装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6041851A (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9173581B2 (en) | 2010-09-16 | 2015-11-03 | Neurometrix, Inc. | Apparatus and method for the automated measurement of sural nerve conduction velocity and amplitude |
| US10004445B2 (en) | 2010-09-16 | 2018-06-26 | Neurometrix, Inc. | Apparatus and method for stimulator on-skin short detection |
| USD837394S1 (en) | 2017-07-11 | 2019-01-01 | Neurometrix, Inc. | Transcutaneous electrical nerve stimulation (TENS) device |
| USD857910S1 (en) | 2017-09-21 | 2019-08-27 | Neurometrix, Inc. | Transcutaneous electrical nerve stimulation device |
| USD865986S1 (en) | 2017-09-21 | 2019-11-05 | Neurometrix, Inc. | Transcutaneous electrical nerve stimulation device strap |
| USD861903S1 (en) | 2018-05-15 | 2019-10-01 | Neurometrix, Inc. | Apparatus for transcutaneous electrical nerve stimulation |
| USD1076100S1 (en) | 2022-02-03 | 2025-05-20 | Neurometrix, Inc. | Nerve conduction assessment device |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5444522B2 (ja) * | 1975-01-31 | 1979-12-26 | ||
| JPS5544256A (en) * | 1978-09-22 | 1980-03-28 | Komatsu Ltd | Programmable a-d converter |
| JPS55149883A (en) * | 1979-05-07 | 1980-11-21 | Seiko Epson Corp | Analog-digital converter for electric measuring device |
-
1983
- 1983-08-18 JP JP58149598A patent/JPS6041851A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6041851A (ja) | 1985-03-05 |
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