JPH0287708A - 増幅装置 - Google Patents
増幅装置Info
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- JPH0287708A JPH0287708A JP63239963A JP23996388A JPH0287708A JP H0287708 A JPH0287708 A JP H0287708A JP 63239963 A JP63239963 A JP 63239963A JP 23996388 A JP23996388 A JP 23996388A JP H0287708 A JPH0287708 A JP H0287708A
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- phase
- phase difference
- wave
- signal
- constant envelope
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0294—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using vector summing of two or more constant amplitude phase-modulated signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ディジタル無線通信に用いられる増幅装置に
関し、特に、包路線変動を有する信号を増幅する増幅装
置である。
関し、特に、包路線変動を有する信号を増幅する増幅装
置である。
一般に、通信に用いられる変調波を増幅する方法として
は、増幅器の線形性を重視して変調波を増幅する方法と
、電力効率を重視して変調波を増幅する方法とがある。
は、増幅器の線形性を重視して変調波を増幅する方法と
、電力効率を重視して変調波を増幅する方法とがある。
信号の振幅特性の線形性を重視する場合は、増幅器の出
力をある程度下げて、増幅器の振幅特性が線形性を保つ
ような令頁域において変調波を増幅する。この場合は、
信号の帯域外スペクトル特性を良好に保って増幅するこ
とができる。このように、出力を下げた状態で増幅器を
動作させることを出力バックオフをとるという。
力をある程度下げて、増幅器の振幅特性が線形性を保つ
ような令頁域において変調波を増幅する。この場合は、
信号の帯域外スペクトル特性を良好に保って増幅するこ
とができる。このように、出力を下げた状態で増幅器を
動作させることを出力バックオフをとるという。
一方、増幅器の飽和領域（非線形領域）を用いて変調波
を増幅することにより、信号を高い電力効率で増幅する
ことができる。
を増幅することにより、信号を高い電力効率で増幅する
ことができる。
ところで、帯域制限された線形変調波を、帯域外スペク
トルを劣化させることなく、且つ電力効率良く増幅する
ものとして、本出願人は、特願昭６３−１１４０９８
Ｆ増幅装置」を既に提案している。これは、線形変調波
を２系統の定包絡線変調波に分解し、この２系統の定包
絡線変調波をそれぞれ増幅した後に合成する技法である
。
トルを劣化させることなく、且つ電力効率良く増幅する
ものとして、本出願人は、特願昭６３−１１４０９８
Ｆ増幅装置」を既に提案している。これは、線形変調波
を２系統の定包絡線変調波に分解し、この２系統の定包
絡線変調波をそれぞれ増幅した後に合成する技法である
。
第７図は、この技法を用いた増幅装置の一具体例を示す
。
。
図において、入力信号波５（ｔ）は、直交検波器７１に
より２つの直交変調信号成分Ｉ （ｔ） 、 Ｑ（ｔ）
に分解される。
より２つの直交変調信号成分Ｉ （ｔ） 、 Ｑ（ｔ）
に分解される。
波形生成用演算回路７２は、この２つの直交変調信号成
分１ （ｔ） 、 Ｑ（ｔ）に基づいて、２系統の直
交変調信号ｘ、（ｔ）、 Ｑｔ（ｔ）およびＩｚ（ｔ）
、 Ｑ２（ｔ）を生成する。ここで、２系統の直交変調
信号Ｉ＋（ｔ）、 Ｑｔ（ｔ）およびＬ（ｔ）、
Ｑｚ（ｔ）は、これらを合成することにより入力信号波
５（ｔ）が再生されるように生成される。
分１ （ｔ） 、 Ｑ（ｔ）に基づいて、２系統の直
交変調信号ｘ、（ｔ）、 Ｑｔ（ｔ）およびＩｚ（ｔ）
、 Ｑ２（ｔ）を生成する。ここで、２系統の直交変調
信号Ｉ＋（ｔ）、 Ｑｔ（ｔ）およびＬ（ｔ）、
Ｑｚ（ｔ）は、これらを合成することにより入力信号波
５（ｔ）が再生されるように生成される。
直交変調器７．３．７４は、それぞれ直交変調信号Ｉｔ
（ｔ）、 Ｑｔ（ｔ）およびＩｚ（ｔ）、 Ｑｚ（ｔ）
によって搬送波を変調して、２系統の定包絡線変調波Ｓ
、（ｔ）および５ｚ（ｔ）を出力する。
（ｔ）、 Ｑｔ（ｔ）およびＩｚ（ｔ）、 Ｑｚ（ｔ）
によって搬送波を変調して、２系統の定包絡線変調波Ｓ
、（ｔ）および５ｚ（ｔ）を出力する。
それぞれ増幅器７５．７６を高い電力効率が得られる飽
和領域（非線形領域）において動作させ、この２系統の
定包絡線変調波Ｓ ＋ （ｔ）および５ｚ（ｔ）を増幅
する。その後、合成器７７によって、増幅器７５．７６
の出力を合成し、出力信号波Ｓ、 （ｔ）を得る。
和領域（非線形領域）において動作させ、この２系統の
定包絡線変調波Ｓ ＋ （ｔ）および５ｚ（ｔ）を増幅
する。その後、合成器７７によって、増幅器７５．７６
の出力を合成し、出力信号波Ｓ、 （ｔ）を得る。
しかしながら、上述した技法においては、２系統の直交
変調信号から求められる位相差の計算値α。と、合成器
７７に入力される２系統の定包絡線変調波の間の位相差
αとが一致することを前提としている。そのため、この
２つの位相差α。。
変調信号から求められる位相差の計算値α。と、合成器
７７に入力される２系統の定包絡線変調波の間の位相差
αとが一致することを前提としている。そのため、この
２つの位相差α。。
αが一致しない場合は、入力信号を復元することができ
ないため、帯域外スペクトルが劣化するという欠点を有
している。
ないため、帯域外スペクトルが劣化するという欠点を有
している。
ところで、実際の回路においては、２系統の定包絡線変
調波が伝送される伝送路の電気的な長さ、（以後、電気
長と称する）は異なっていることが多い。この場合、２
系統の定包絡線変調波が伝送される間、位相差の計算値
α。が正確に保たれないので、合成器７７の２つの入力
の間の位相差αと位相差の計算値α。とは一致しない。
調波が伝送される伝送路の電気的な長さ、（以後、電気
長と称する）は異なっていることが多い。この場合、２
系統の定包絡線変調波が伝送される間、位相差の計算値
α。が正確に保たれないので、合成器７７の２つの入力
の間の位相差αと位相差の計算値α。とは一致しない。
また、初期において２系統の伝送路の電気長が一致する
ように調整した場合においても、使用中の外部の温度変
化や経年変化によって電気長に差が生じることが予想さ
れる。
ように調整した場合においても、使用中の外部の温度変
化や経年変化によって電気長に差が生じることが予想さ
れる。
本発明は、このような点にかんがみて創作されたもので
あり、包路線変動を有する信号を帯域外スペクトルを劣
化させることな（、電力効率よく増幅するようにした増
幅装置を提供することを目的としている。
あり、包路線変動を有する信号を帯域外スペクトルを劣
化させることな（、電力効率よく増幅するようにした増
幅装置を提供することを目的としている。
第１図は、本発明による増幅装置の構成図である。
図において、波形生成用演算手段は、変調信号が導入さ
れ、２系統の定包絡線変調波のそれぞれに対応する第１
変調信号および第２変調信号を出力する。
れ、２系統の定包絡線変調波のそれぞれに対応する第１
変調信号および第２変調信号を出力する。
第１変調手段は、第１変調信号を入力として、これに対
応する第１変調波を出力する。
応する第１変調波を出力する。
位相補正手段は、第２変調信号の位相を補正する。
第２変調手段は、位相補正手段の出力を入力として、こ
れに対応する第２変調波を出力する。
れに対応する第２変調波を出力する。
２つの増幅手段は、第１変調波、第２変調波のそれぞれ
を飽和領域において増幅する。
を飽和領域において増幅する。
合成手段は、両増幅手段によって増幅された２つの変調
波を加算する。
波を加算する。
第１位相差検出手段は、第１変調信号および第２変調信
号に基づいて、２系統の定包絡線変調波の位相差を検出
する。
号に基づいて、２系統の定包絡線変調波の位相差を検出
する。
第２位相差検出手段は、２つの増幅手段の出力の位相差
を検出する。
を検出する。
比較手段は、第１位相差検出手段、第２位相差検出手段
のそれぞれにおいて検出された２つの位相差を比較して
２系統の定包絡線変調波の位相差と２つの増幅手段の出
力の位相差との間に生じた位相誤差を検出する。
のそれぞれにおいて検出された２つの位相差を比較して
２系統の定包絡線変調波の位相差と２つの増幅手段の出
力の位相差との間に生じた位相誤差を検出する。
従って、全体として、比較手段により検出された位相誤
差に基づいて、位相補正手段により第２変調信号の位相
を補正するように構成する。
差に基づいて、位相補正手段により第２変調信号の位相
を補正するように構成する。
変調信号が入力される波形生成用演算手段は、第１変調
信号および第２変調信号を出力する。ここで、第１変調
信号および第２変調信号は、これらを合成することによ
り入力された変調信号が再生されるように生成する。
信号および第２変調信号を出力する。ここで、第１変調
信号および第２変調信号は、これらを合成することによ
り入力された変調信号が再生されるように生成する。
２つの変調手段は、それぞれが対応する変調信号によっ
て搬送波を変調して２系統の定包絡線変調波を出力する
。これら２系統の定包絡線変調波は、それぞれ電力効率
の高い飽和領域において動作する増幅手段によって増幅
された後、合成手段によって加算され、出力信号となる
。
て搬送波を変調して２系統の定包絡線変調波を出力する
。これら２系統の定包絡線変調波は、それぞれ電力効率
の高い飽和領域において動作する増幅手段によって増幅
された後、合成手段によって加算され、出力信号となる
。
第１位相差検出手段により、第１変調信号と第２変調信
号に基づいて、２系統の定包絡線変調波の位相差が検出
される。また、第２位相差検出手段により、２つの増幅
手段の出力の間の位相差が検出される。
号に基づいて、２系統の定包絡線変調波の位相差が検出
される。また、第２位相差検出手段により、２つの増幅
手段の出力の間の位相差が検出される。
この第１位相差検出手段と第２位相差検出手段によって
検出された２つの位相差は、比較手段により比較され、
２つの位相差の間に生じた位相誤差が検出される。この
位相誤差に基づいて、位相差補正制御手段により、２系
統の定包絡線変調波の位相差と２つの増幅手段の出力の
位相差とが所定の関係となるように、第２変調信号の位
相が補正される。
検出された２つの位相差は、比較手段により比較され、
２つの位相差の間に生じた位相誤差が検出される。この
位相誤差に基づいて、位相差補正制御手段により、２系
統の定包絡線変調波の位相差と２つの増幅手段の出力の
位相差とが所定の関係となるように、第２変調信号の位
相が補正される。
本発明にあっては、入力された変調信号に基づいて２系
統の定包絡線変調波を生成し、この２系統の定包絡線変
調波をそれぞれ増幅した後に合成することにより、搬送
波を入力された変調信号で変調した信号を線形増幅した
場合と同様の波形を得る。
統の定包絡線変調波を生成し、この２系統の定包絡線変
調波をそれぞれ増幅した後に合成することにより、搬送
波を入力された変調信号で変調した信号を線形増幅した
場合と同様の波形を得る。
また、比較手段により検出された位相誤差に基づいて、
位相補正手段により第２変調信号の位相が補正される。
位相補正手段により第２変調信号の位相が補正される。
これにより、２系統の定包絡線変調波の位相差と２つの
増幅手段の出力の位相差との間に生じた位相誤差を補正
することができるので、合成手段によって信号が正確に
復元される。
増幅手段の出力の位相差との間に生じた位相誤差を補正
することができるので、合成手段によって信号が正確に
復元される。
以下、図面に基づいて本発明の実施例について詳細に説
明する。
明する。
第２図は、本発明の第１実施例における増幅装置の構成
を示す。
を示す。
第３図は、本発明の第２実施例における増幅装置の構成
を示す。
を示す。
Ｉ、第１実施例の構成および動作
第２図において、直列並列変換回路１１は、入力された
直列の変調信号を２つの並列の直交変調信号！（ｔ）、
Ｑ（ｔ）に変換する。ここで、直交変調信号１（ｔ
）、 Ｑ（ｔ）によって搬送波を変調した信号を入力信
号波Ｓ ｉ （ｔ）と称する。
直列の変調信号を２つの並列の直交変調信号！（ｔ）、
Ｑ（ｔ）に変換する。ここで、直交変調信号１（ｔ
）、 Ｑ（ｔ）によって搬送波を変調した信号を入力信
号波Ｓ ｉ （ｔ）と称する。
波形生成用演算回路１２は、この直交変調信号Ｉ （ｔ
） 、 Ｑ（ｔ）を用いて、２系統の直交変調信号１
＋（ｔ）、 Ｑ＋Ｄ）およびＴｚ（ｔ）、 Ｑｚ（
ｔ）を生成する。
） 、 Ｑ（ｔ）を用いて、２系統の直交変調信号１
＋（ｔ）、 Ｑ＋Ｄ）およびＴｚ（ｔ）、 Ｑｚ（
ｔ）を生成する。
ここで、第４図に、直交変調信号Ｉ （ｔ）、 ＱＤ
）と２系統の直交変調信号１＋（ｔ）、Ｑ＋（Ｌ）およ
び１ｚ（ｔ）、 Ｑｚ（ｔ）の関係を示す。図において
、反時計回りの方向が位相の正の方向であるものとする
。
）と２系統の直交変調信号１＋（ｔ）、Ｑ＋（Ｌ）およ
び１ｚ（ｔ）、 Ｑｚ（ｔ）の関係を示す。図において
、反時計回りの方向が位相の正の方向であるものとする
。
図のように、２系統の直交変調信号１１（ｔ）、 Ｑ
ｌ（Ｌ）およびＩ ｚ（ｔ） 、 Ｑｚ（ｔ）に対応す
る定包絡線変調波Ｓ 、 （ｔ）および５２（ｔ）を合
成することにより入力信号波Ｓ ｉ （Ｌ）が再生され
る。
ｌ（Ｌ）およびＩ ｚ（ｔ） 、 Ｑｚ（ｔ）に対応す
る定包絡線変調波Ｓ 、 （ｔ）および５２（ｔ）を合
成することにより入力信号波Ｓ ｉ （Ｌ）が再生され
る。
波形生成演算回路１２においては、入力信号波Ｓ ｉ
（ｔ）の位相φ。と２系統の定包絡線変調波Ｓ＋（ｔ）
、 ５ｚ（ｔ）のそれぞれの位相φ１．φ２とが所定
の関係を満たすように、直交変調信号１＋（ｔ）。
（ｔ）の位相φ。と２系統の定包絡線変調波Ｓ＋（ｔ）
、 ５ｚ（ｔ）のそれぞれの位相φ１．φ２とが所定
の関係を満たすように、直交変調信号１＋（ｔ）。
Ｑｌ（ｔ）およびＩｔ（ｔ）、 Ｑｚ（ｔ）が生成され
る。
る。
以後、直交変調信号１＋（ｔ）、 Ｑｌ（ｔ）およびＩ
ｚ（ｔ）、 Ｑｚ（ｔ）から求められる２系統の定包
絡線変調波の位相差（φ、−φ８）を位相差の計算値を
位相差α。と称する。
ｚ（ｔ）、 Ｑｚ（ｔ）から求められる２系統の定包
絡線変調波の位相差（φ、−φ８）を位相差の計算値を
位相差α。と称する。
直交変調器１３は、このようにして得られた直交変調信
号ｒ＋（ｔ）、 Ｑｌ（ｔ）によって搬送波を変調して
定包絡線変調波Ｓ ＋ （ｔ）を生成する。
号ｒ＋（ｔ）、 Ｑｌ（ｔ）によって搬送波を変調して
定包絡線変調波Ｓ ＋ （ｔ）を生成する。
直交変調器１４は、位相補正回路２２を介して導入され
た直交変調信号Ｔｚ（ｔ）、 ＱＺ（ｔ）に基づいて定
包絡線変調波５Ｚ（ｔ）を生成する。
た直交変調信号Ｔｚ（ｔ）、 ＱＺ（ｔ）に基づいて定
包絡線変調波５Ｚ（ｔ）を生成する。
増幅器１５．１６は、それぞれ定包絡線変調波５ｔ（ｔ
）および５ｚ（ｔ）を高い電力効率が得られる飽和領域
において増幅する。以後、増幅器１５，１６の出力をそ
れぞれ定包絡線変調波５ａｔ（ｔ） 、 ｓ１□（１
） と称する。
）および５ｚ（ｔ）を高い電力効率が得られる飽和領域
において増幅する。以後、増幅器１５，１６の出力をそ
れぞれ定包絡線変調波５ａｔ（ｔ） 、 ｓ１□（１
） と称する。
定包絡線変調波Ｓ ａｔ （ｔ） 、 Ｓ ａｘ（ｔ
）は、合成器１７により合成されて、出力信号波Ｓ。（
１）として出力される。
）は、合成器１７により合成されて、出力信号波Ｓ。（
１）として出力される。
位相比較回路１８は、２系統の直交変調信号Ｉ＋（ｔ）
、 ＱｌＤ）およびＬ（ｔ）、 Ｑｇ（ｔ）に基づ
いて、位相差の計算値α。が９０度のときにトリガパル
スＴを出力し、位相誤差検出回路２１に供給している。
、 ＱｌＤ）およびＬ（ｔ）、 Ｑｇ（ｔ）に基づ
いて、位相差の計算値α。が９０度のときにトリガパル
スＴを出力し、位相誤差検出回路２１に供給している。
位相比較回路１９は、２系統の定包絡線変調波Ｓ、、（
ｔ）、Ｓ、□（１）の位相差を検出する。位相比較回路
１９の出力は、ローパスフィルタ２０を透過することに
より高周波成分が取り除かれて、２系統の定包絡線変調
波Ｓ、＋（ｔ）、Ｓ、□（１）の位相差αに対応した信
号となる。以後、ローパスフィルタ２０の出力を位相差
検出信号５ｐ（ｔ）と称する。この位相差検出信号５ｐ
（Ｕ は、位相誤差検出回路２１に導入されている。
ｔ）、Ｓ、□（１）の位相差を検出する。位相比較回路
１９の出力は、ローパスフィルタ２０を透過することに
より高周波成分が取り除かれて、２系統の定包絡線変調
波Ｓ、＋（ｔ）、Ｓ、□（１）の位相差αに対応した信
号となる。以後、ローパスフィルタ２０の出力を位相差
検出信号５ｐ（ｔ）と称する。この位相差検出信号５ｐ
（Ｕ は、位相誤差検出回路２１に導入されている。
ここで、位相比較回路１９は、入力信号の位相差αが９
０度あるいは２７０度のときに出力の値が“０゛となる
ような特性を持つものとする。また、入力信号の位相差
αが０度のとき出力の値は最大となり、一方、位相差α
が１８０度のとき最小となる。
０度あるいは２７０度のときに出力の値が“０゛となる
ような特性を持つものとする。また、入力信号の位相差
αが０度のとき出力の値は最大となり、一方、位相差α
が１８０度のとき最小となる。
第５図に、２系統の定包絡線変調波Ｓｉ＋（ｔ） 。
Ｓ、ｚ（ｔ）の関係を示す。
位相差検出信号Ｓ、（ｔ）の値は、第５図（ａ）のよう
に、２系統の定包絡線変調波Ｓ、＋（ｔ） 、 Ｓ、
ｚ（ｔ）の位相差αが９０度のとき“０パとなる。また
、第５図（ｂ）のように、位相差αが９０度よりも大き
いときは位相差検出信号５ｐ（ｔ）の値は負となり、一
方、第５図（Ｃ）のように、９０度よりも小さいときは
正となる。
に、２系統の定包絡線変調波Ｓ、＋（ｔ） 、 Ｓ、
ｚ（ｔ）の位相差αが９０度のとき“０パとなる。また
、第５図（ｂ）のように、位相差αが９０度よりも大き
いときは位相差検出信号５ｐ（ｔ）の値は負となり、一
方、第５図（Ｃ）のように、９０度よりも小さいときは
正となる。
位相誤差検出回路２１は、トリガパルスＴが発生した時
点において、位相差検出信号５ｐ（ｔ）の値を調べるこ
とにより位相誤差を検出する。トリガパルスＴが発生し
たときに、位相差検出信号５ｐ（１）の値が“０°°で
あれば位相誤差δの値は０“。
点において、位相差検出信号５ｐ（ｔ）の値を調べるこ
とにより位相誤差を検出する。トリガパルスＴが発生し
たときに、位相差検出信号５ｐ（１）の値が“０°°で
あれば位相誤差δの値は０“。
である。一方、位相差検出信号５ｐ（ｔ）が正の値であ
れば位相誤差δは負の方向に生じていることが分かる。
れば位相誤差δは負の方向に生じていることが分かる。
また、位相差検出信号Ｓ、（ｔ）が負の値であれば位相
誤差δは正の方向に生じていることが分かる。位相誤差
検出回路２１は、この位相誤差の検出結果を位相誤差制
御回路２２に供給する。
誤差δは正の方向に生じていることが分かる。位相誤差
検出回路２１は、この位相誤差の検出結果を位相誤差制
御回路２２に供給する。
位相誤差制御回路２２は、位相誤差δの値が負である場
合は、定包絡線変調波Ｓ３□（１）の位相が相対的に進
み過ぎていると判断する。このとき位相誤差制御回路２
２は、定包絡線変調波Ｓ。（１）の位相が遅れるように
、直交変調信号１．（ｔ）、 Ｑ２（ｔ）に補正を加
える。一方、位相誤差δの値が正である場合は、逆に定
包絡線変調波５ａ２（ｔ）の位相が進むように、直交変
調信号１ｚ（ｔ）、 Ｑｚ（ｔ）に補正を加える。
合は、定包絡線変調波Ｓ３□（１）の位相が相対的に進
み過ぎていると判断する。このとき位相誤差制御回路２
２は、定包絡線変調波Ｓ。（１）の位相が遅れるように
、直交変調信号１．（ｔ）、 Ｑ２（ｔ）に補正を加
える。一方、位相誤差δの値が正である場合は、逆に定
包絡線変調波５ａ２（ｔ）の位相が進むように、直交変
調信号１ｚ（ｔ）、 Ｑｚ（ｔ）に補正を加える。
このようにして、伝送路の電気長が異なることによって
発生した位相誤差を補正する。
発生した位相誤差を補正する。
■、第２実施例の構成および動作
第３図において、第２実施例による増幅装置は合成手段
としてハイブリッド２３を用い、微分回路２４を付加し
て構成されている。また、ハイブリッド２３の出力端子
の一方は終端回路２５を介して終端されている。
としてハイブリッド２３を用い、微分回路２４を付加し
て構成されている。また、ハイブリッド２３の出力端子
の一方は終端回路２５を介して終端されている。
ハイブリッド２３の入力端子■１と入力端子Ｉ２には、
それぞれ定包絡線変調波Ｓ、＋（ｔ）、ｓ、□（１）が
導入されている。ハイブリッド３７は、定包絡線変調波
Ｓ、Ｉ（ｔ）と定包絡線変調波Ｓ、ｚ（ｔ）の位相を９
０度だけ遅れさせたものとを合成し、出力信号波Ｓ。（
１）として出力する。
それぞれ定包絡線変調波Ｓ、＋（ｔ）、ｓ、□（１）が
導入されている。ハイブリッド３７は、定包絡線変調波
Ｓ、Ｉ（ｔ）と定包絡線変調波Ｓ、ｚ（ｔ）の位相を９
０度だけ遅れさせたものとを合成し、出力信号波Ｓ。（
１）として出力する。
このため、波形生成演算回路３２においては、９０度だ
け位相を進ませた直交変調信号１２（＋９゜。
け位相を進ませた直交変調信号１２（＋９゜。
（ｔ）、 ＱＺ（。、。）（ｔ）が生成される。変調器
２４により、この直交変調信号１２（４９゜＋（ｔ）
＋ ＱＺ（−９０１−（１）によって搬送波を変調し、
定包絡線変調波Ｓ２３．、。、（ｔ）が得られる。
２４により、この直交変調信号１２（４９゜＋（ｔ）
＋ ＱＺ（−９０１−（１）によって搬送波を変調し、
定包絡線変調波Ｓ２３．、。、（ｔ）が得られる。
第６図に、定包絡線変調波Ｓ ｒ （ｔ）と定包絡線変
調波Ｓ Ｚ （＋９０） （ｔ）および出力信号波Ｓ。
調波Ｓ Ｚ （＋９０） （ｔ）および出力信号波Ｓ。
（１）の関係を示す。
図のように、ハイブリッド２３において、定包絡線変調
波Ｓ＋（ｔ）と定包絡線変調波Ｓ２（。ｑｏ）（ｔ）と
を合成することにより、定包絡線変調波５ｔ（ｔ）およ
び５ｚ（ｔ）を合成した場合と同様の出力信号波５ｏ（
ｔ）を得る。
波Ｓ＋（ｔ）と定包絡線変調波Ｓ２（。ｑｏ）（ｔ）と
を合成することにより、定包絡線変調波５ｔ（ｔ）およ
び５ｚ（ｔ）を合成した場合と同様の出力信号波５ｏ（
ｔ）を得る。
位相比較回路１８は、２系統の直交変調信号Ｉ＋（ｔ）
、 Ｑ＋（ｔ）および１２（＋９゜＋（ｔ） 、 ＱＺ
＋、９゜、（ｔ）に基づいて、位相差の計算値α。が１
８０度のときにトリガパルスＴを出力し、位相誤差検出
回路２１に供給している。
、 Ｑ＋（ｔ）および１２（＋９゜＋（ｔ） 、 ＱＺ
＋、９゜、（ｔ）に基づいて、位相差の計算値α。が１
８０度のときにトリガパルスＴを出力し、位相誤差検出
回路２１に供給している。
ここで、直交変調信号Ｉｔ（ｔ）、 Ｑ＋（ｔ）および
１２（。、。＋（ｔ） 、 ＱＺ１４９゜、（ｔ）から
求めた位相差の計算値α。が１８０度になる場合は、上
述した第１実施例において、位相差の計算値α。が９０
度になる場合に対応している。
１２（。、。＋（ｔ） 、 ＱＺ１４９゜、（ｔ）から
求めた位相差の計算値α。が１８０度になる場合は、上
述した第１実施例において、位相差の計算値α。が９０
度になる場合に対応している。
位相比較回路１９は、上述したような余弦関数的な位相
比較特性を持っているので、ローパスフィルタ２０の出
力は、２系統の定包絡線変調波５ａｔ（ｔ） 、 Ｓ
−２（１）の位相差αが１８０度のとき極小且つ最小と
なるように変化する。このようなローパスフィルタ４０
の出力を、微分回路２４により１８０度のとき０”とな
るように変換して、位相差検出信号５９（１）として、
位相誤差検出回路２１に供給する。
比較特性を持っているので、ローパスフィルタ２０の出
力は、２系統の定包絡線変調波５ａｔ（ｔ） 、 Ｓ
−２（１）の位相差αが１８０度のとき極小且つ最小と
なるように変化する。このようなローパスフィルタ４０
の出力を、微分回路２４により１８０度のとき０”とな
るように変換して、位相差検出信号５９（１）として、
位相誤差検出回路２１に供給する。
これにより、上述した第１実施例と同様に、位相誤差検
出回路２１により、位相差検出信号５Ｐ（１）の値に基
づいて位相誤差δが検出される。
出回路２１により、位相差検出信号５Ｐ（１）の値に基
づいて位相誤差δが検出される。
同様にして、この位相誤差δに基づいて、位相誤差制御
回路４２により、直交変調信号１２（。、。。
回路４２により、直交変調信号１２（。、。。
（Ｌ） 、 ＱＺ（。、。）（ｔ）に補正が加えられ
る。
る。
■、実施例のまとめ
上述した第１実施例のように、位相比較回路１９・、ロ
ーパスフィルタ２０により、２系統の定包絡線変調波Ｓ
ａ＋（ｔ） 、 Ｓａ□（１）の位相差αに対応した値
を持つ位相差検出信号５ｐ（ｔ）が生成される。
ーパスフィルタ２０により、２系統の定包絡線変調波Ｓ
ａ＋（ｔ） 、 Ｓａ□（１）の位相差αに対応した値
を持つ位相差検出信号５ｐ（ｔ）が生成される。
また、位相比較回路１８は、位相差の計算値α。
が９０度のときに、トリガパルス′ｒを発生する。
また、第２実施例のように、合成手段としてハイプリン
ト２３を用いた場合は、微分回路２４を付加して構成し
、微分回路２４の出力を位相差検出信号５ｐ（ｔ）とす
る。一方、位相比較回路１８により位相差の計算値α。
ト２３を用いた場合は、微分回路２４を付加して構成し
、微分回路２４の出力を位相差検出信号５ｐ（ｔ）とす
る。一方、位相比較回路１８により位相差の計算値α。
が１８０度のときトリガパルスＴを生成する。
位相誤差検出回路２１により、トリガパルスＴが発生し
た時点の位相差検出信号５ｐ（ｔ）の値が“０“である
か否かにより、位相誤差δが生じているか否かを判別す
ることが可能となる。また、位相差検出信号５ｐ（ｔ）
の値の符号により、位相誤差δの符号を判別することが
できる。
た時点の位相差検出信号５ｐ（ｔ）の値が“０“である
か否かにより、位相誤差δが生じているか否かを判別す
ることが可能となる。また、位相差検出信号５ｐ（ｔ）
の値の符号により、位相誤差δの符号を判別することが
できる。
位相誤差制御回路２２により、位相誤差δが“０°゛に
なるように直交変調信号１２（ｔ）、 ＱＺ（ｔ） （
あるいはｔｚ＜。９゜＋（ｔ） ＋ ＱＺ（＋９゜１（
ｔ））を補正する。
なるように直交変調信号１２（ｔ）、 ＱＺ（ｔ） （
あるいはｔｚ＜。９゜＋（ｔ） ＋ ＱＺ（＋９゜１（
ｔ））を補正する。
上述のようにして、位相差の計算値α。と２系統の定包
絡線変調波３１１（ｔ） 、 Ｓ、□（１）の位相差
αとが一致するように補正することができる。これによ
り、合成器１７あるいはハイブリッド２３によって合成
された出力信号波５ｏ（ｔ）の波形は、入力信号波Ｓ
ｉ （ｔ）を線形増幅した場合と同様に歪みのない波形
となる。
絡線変調波３１１（ｔ） 、 Ｓ、□（１）の位相差
αとが一致するように補正することができる。これによ
り、合成器１７あるいはハイブリッド２３によって合成
された出力信号波５ｏ（ｔ）の波形は、入力信号波Ｓ
ｉ （ｔ）を線形増幅した場合と同様に歪みのない波形
となる。
ここで、定包絡線変調波を増幅する場合には、飽和領域
においても線形性は保持されるので、増幅器１５．１６
を飽和領域において動作させ、電力効率を高くして増幅
することが可能となる。
においても線形性は保持されるので、増幅器１５．１６
を飽和領域において動作させ、電力効率を高くして増幅
することが可能となる。
■９発明の変形態様
なお、上述した本発明の実施例にあっては、位相差の計
算値α。が９０度（１８０度）のときの位相差検出信号
Ｓ、（ｔ）の値により、位相誤差δの有無および位相誤
差δの符号を判別する場合を考えたが、トリガパルスＴ
を発生させる位相差の値には限られず、位相誤差δを検
出して補正するものであれば適用できる。
算値α。が９０度（１８０度）のときの位相差検出信号
Ｓ、（ｔ）の値により、位相誤差δの有無および位相誤
差δの符号を判別する場合を考えたが、トリガパルスＴ
を発生させる位相差の値には限られず、位相誤差δを検
出して補正するものであれば適用できる。
また、本発明は上述した実施例に限られることはなく、
本発明には各種の変形態様があることは当業者であれば
容易に推考できるであろう。
本発明には各種の変形態様があることは当業者であれば
容易に推考できるであろう。
（発明の効果〕
上述したように、本発明によれば、包絡線変動を有する
信号波を２系統の定包絡線変調波に分解し、それぞれの
定包絡線変調波の伝送路の電気長の差によって生じた位
相誤差を補正した後に合成することにより、包路線変動
を有する信号波を線形性を保持し、かつ、高い電力効率
によって増幅することができる。
信号波を２系統の定包絡線変調波に分解し、それぞれの
定包絡線変調波の伝送路の電気長の差によって生じた位
相誤差を補正した後に合成することにより、包路線変動
を有する信号波を線形性を保持し、かつ、高い電力効率
によって増幅することができる。
第１図は本発明による増幅装置の構成図、第２図は本発
明の第１実施例による増幅装置の構成図、 第３図は本発明の第２実施例による増幅装置の構成図、 第４図は直交変調信号の説明図、 第５図は増幅後の定包絡線変調波の説明図、第６図は定
包絡線変調波と合成波の関係の説明図、第７図は増幅装
置の構成図である。 図において、 は直列並列変換回路１ ．７２は波形生成用演算回路１ ．１４，７３．７４は直交変調器、 １６．７５．７６は増幅器１ ．７７は合成器２ ．１９は位相比較回路、 はローパスフィルタ、 は位相誤差検出回路、 は位相誤差制御回路、 はハイブリッド、 は微分回路、 は終端回路、 は直交検波器である。 第 図 第 図
明の第１実施例による増幅装置の構成図、 第３図は本発明の第２実施例による増幅装置の構成図、 第４図は直交変調信号の説明図、 第５図は増幅後の定包絡線変調波の説明図、第６図は定
包絡線変調波と合成波の関係の説明図、第７図は増幅装
置の構成図である。 図において、 は直列並列変換回路１ ．７２は波形生成用演算回路１ ．１４，７３．７４は直交変調器、 １６．７５．７６は増幅器１ ．７７は合成器２ ．１９は位相比較回路、 はローパスフィルタ、 は位相誤差検出回路、 は位相誤差制御回路、 はハイブリッド、 は微分回路、 は終端回路、 は直交検波器である。 第 図 第 図
Claims (1)
- （１）変調信号が導入され、２系統の定包絡線変調波の
それぞれに対応する第１変調信号および第２変調信号を
出力する波形生成用演算手段と、前記第１変調信号を入
力として、これに対応する第１変調波を出力する第１変
調手段と、 前記第２変調信号の位相を補正する位相補正手段と、 前記位相補正手段の出力を入力として、これに対応する
第２変調波を出力する第２変調手段と、前記第１変調波
、前記第２変調波のそれぞれを飽和領域において増幅す
る２つの増幅手段と、前記両増幅手段によって増幅され
た２つの変調波を加算する合成手段と、 前記第１変調信号および第２変調信号に基づいて、前記
２系統の定包絡線変調波の位相差を検出する第１位相差
検出手段と、 前記２つの増幅手段の出力の位相差を検出する第２位相
差検出手段と、 前記第１位相差検出手段、第２位相差検出手段のそれぞ
れにおいて検出された２つの位相差を比較して前記２系
統の定包絡線変調波の位相差と前記２つの増幅手段の出
力の位相差との間に生じた位相誤差を検出する比較手段
と、 を具え、前記比較手段により検出された位相誤差に基づ
いて、前記位相補正手段により前記第２変調信号の位相
を補正するように構成したことを特徴とする増幅装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63239963A JPH0793546B2 (ja) | 1988-09-26 | 1988-09-26 | 増幅装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63239963A JPH0793546B2 (ja) | 1988-09-26 | 1988-09-26 | 増幅装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0287708A true JPH0287708A (ja) | 1990-03-28 |
| JPH0793546B2 JPH0793546B2 (ja) | 1995-10-09 |
Family
ID=17052439
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63239963A Expired - Fee Related JPH0793546B2 (ja) | 1988-09-26 | 1988-09-26 | 増幅装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0793546B2 (ja) |
Cited By (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5287069A (en) * | 1990-02-07 | 1994-02-15 | Fujitsu Limited | Constant-amplitude wave combination type amplifier |
| JPH07503926A (ja) * | 1991-12-30 | 1995-04-27 | ポリートップ コーポレーション | 子供による開放不可能にした防禦フランジと傾斜上蓋を持つ閉塞具 |
| WO2005034350A1 (ja) * | 2003-09-30 | 2005-04-14 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 可変電力分配器並びにその誤差検出方法及び設定値補正方法 |
| US7184723B2 (en) | 2004-10-22 | 2007-02-27 | Parkervision, Inc. | Systems and methods for vector power amplification |
| US7355470B2 (en) | 2006-04-24 | 2008-04-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for amplifier class transitioning |
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| US10278131B2 (en) | 2013-09-17 | 2019-04-30 | Parkervision, Inc. | Method, apparatus and system for rendering an information bearing function of time |
| DE102023211011A1 (de) | 2023-11-07 | 2025-05-08 | Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung | Phasenschiebervorrichtung und Verfahren zum Verschieben einer Phase eines Signals |
-
1988
- 1988-09-26 JP JP63239963A patent/JPH0793546B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| US7421036B2 (en) | 2004-10-22 | 2008-09-02 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including transfer function embodiments |
| US9143088B2 (en) | 2004-10-22 | 2015-09-22 | Parkervision, Inc. | Control modules |
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| US7526261B2 (en) | 2004-10-22 | 2009-04-28 | Parkervision, Inc. | RF power transmission, modulation, and amplification, including cartesian 4-branch embodiments |
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| US7423477B2 (en) | 2006-04-24 | 2008-09-09 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for amplifier class transitioning |
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|---|---|
| JPH0793546B2 (ja) | 1995-10-09 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |