JPH0295165A

JPH0295165A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH0295165A
Application number: JP24341988A
Authority: JP
Inventors: Hisatsugu Ishizu; 石津　久嗣; Katsuhiko Naka; 仲　勝彦; Yuko Oshino; 押野　有功
Original assignee: Sumitomo Metal Industries Ltd
Current assignee: Nippon Steel Corp
Priority date: 1988-09-28
Filing date: 1988-09-28
Publication date: 1990-04-05

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は直流電源で充電される直列接続の整数個のコン
デンサを、複数個のスイッチでその接続を切り換え、切
り換える都度コンデンサの充、放電を行わせて直流出力
電圧を得るスイソチトキャバシタ形のＤＣ−ＤＣコンバ
ータに関するものである。

〔従来の技術〕

最近はＤＣ−ＤＣコンバータとしてスイッチングレギュ
レータが、小型軽量であり、しかも高効率であることを
特長として広く用いられており、今後も可搬形装置への
需要が益々増大するものと思われる。しかし、現在主と
して用いられているスイッチングレギュレータは、スイ
ッチングトランジスタ、整流器、ダイオード、変圧器、
チョークコイル等の回路部品から構成されていて、磁性
部品が存在することからＩＣ（集積）化が困難であり、
小型化に限界があるという問題がある。

このような問題に対し、特開昭５８−５８８６３号公報
にはスイッチトキャパシタ変成器が提案されている。こ
のスインチトキャパシタ変成器は複数のスイッチングト
ランジスタと整数個のコンデンサとにより構成しており
、ＩＣ（集積）化を容易にし、また出力電圧のリップル
含有率を低下させている。

しかも出力電圧の昇、降圧及び極性変換を容易にする等
の工夫がなされている。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで前述したスイソチトキャパシタ変成器は、変成
比が原理的に整数比となり、例えば入力電圧１２■、出
力電圧５Ｖに設計すると、変成比は２：１となる。それ
故、原理的には出力電圧５■に対して入力電圧はＩＯＶ
以上を必要とする。そして過大な入力電圧に対してはス
イッチングのデユーティ比で制御できる。しかし、スイ
ッチングトランジスタのオン抵抗による電圧降下が生じ
るために、実際には許容最低入力電圧をＩＯＶ以上にす
る必要がある。また、その電圧降下は、スイッチングト
ランジスタのオン抵抗と、そのスイッチングトランジス
タに流れる負荷電流との積で定まるから、負荷電流が大
きくなるにともなって、入力電圧の下限値を高くする必
要がある。即ち、ＤＣＤＣコンバータの使用条件を考え
ると、入力電圧の変動に対応できるように通常の定格入
力に対して許容入力電圧範囲を広くすることが望まれる
が、この変成器では入力電圧範囲が限定されるという問
題がある。

それ故、本願発明者は、直流電源と平滑コンデンサとを
直結するブースタ用スイッチを設けて、入力電圧がＩＯ
Ｖ以下になった場合には、そのブースタ用スイッチのみ
をスイッチング動作させて、平滑コンデンサの電圧の低
下を防止することを提案している。

しかし、そのような構成にすると、ブースタ用スイッチ
を付加することにより回路が複雑になる。

また入力電圧が所定値にある場合の複数のスイッチのス
イッチングモードと、ブースタ用スイッチのスイッチン
グモードとが異なって、複雑なスイッチング制御を行う
必要があるという問題がある。

更に直流電源の電圧が低下すると電力伝送効率が低下す
るという問題がある。

本発明は斯かる問題に鑑み、複雑なスイッチング制御を
行わずに広い許容入力電圧範囲が得られ、また電力伝送
効率が低下しないＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
を目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

第１発明は、ＤＣ電源に接続される直列接続の整数個の
コンデンサと、該コンデンサの直列順序を切換える複数
のスイッチと、前記コンデンサにより充電され負荷が接
続される平滑コンデンサとを備え、前記スイッチをスイ
ッチング動作させて前記直列順序を切換える都度、放電
状態のコンデンサを充電し、充電状態のコンデンサを放
電させて前記平滑コンデンサを充電せしめるスイッチト
キャパシタ形のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記コ
ンデンサ夫々の一端に前記複数のスイッチのうちの２個
のスイッチが接続され、他端に前記複数のスイッチのう
ちの１個のスイッチ及びダイオードの各一端が接続され
ていて、該スイッチ及びダイオードの各他端が前記平滑
コンデンサの一端及び他端と各接続されており、すべて
のスイッチのスイッチング動作のデユーティ比を変更し
て前記平滑コンデンサの充電電圧を制御し、前記ＤＣ電
源の電圧が所定値以下にある場合番よ、すべてのスイッ
チを導通すべく構成してあることを特徴とする。

第２発明は、前記ＤＣ電源からスイッチに至る回路途中
にインダクタンスが介装され、ＤＣ電源にコンデンサを
並列接続すべく構成してあることを特徴とする。

〔作用〕

第１発明では、複数のスイッチのスイッチング動作によ
りコンデンサの直列接続状態が切換わる。

コンデンサの直列接続状態が切換わる都度、放電してい
るコンデンサがＤＣ電源で充電され、充電しているコン
デンサが放電して平滑コンデンサが充電される。平滑コ
ンデンサの充電電圧を負荷へ与える。ＤＣ電源の電圧が
高い場合はすべてのスイッチが同時にオンしない範囲で
スイッチング動作のデユーティ比を制御する。ＤＣ電源
の電圧が所定値以下の場合はすべてのスイッチを同時に
オンさせる。

これによりＤＣ電源の電圧が低下すると、ＤＣ電源の電
圧を負荷へ直接与え得る。

第２発明では、複数のスイッチのスイッチング動作によ
りコンデンサの接続状態が切換わる。コンデンサの接続
状態が切換わる都度、放電しているコンデンサがＤＣ電
源で充電され、充電しているコンデンサが放電して平滑
コンデンサが充電される。平滑コンデンサの充電電圧を
負荷へ与える。

ＤＣ電源の電圧が高い場合はすべてのスイッチが同時に
オンしない範囲でスイッチング動作のデユーティ比を制
御する。ＤＣ電源の電圧が所定値以下の場合はすべての
スイッチを同時にオンさせる。インダクタンスはスイッ
チの入力電圧を低下させる。

これにより、ＤＣ電源の電圧が低下すると、ＤＣ電源の
電圧を負荷へ直接与え得、またスイッチのスイッチング
損失が低下する。

〔実施例〕

以下本発明をその実施例を示す図面によって詳述する。

第１図は本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図で
ある。電圧入力端子ｊｌ＋　　ｔ２間には例えばバッテ
リからなる入力電源たるＤＣ（直流）電源１０が接続さ
れている。−側型圧入力端子１．は半導体スイッチから
なるスイッチ１，２の直列回路を介して一側電圧出力端
子ｔｏｏと接続されており、他側電圧入力端子ｔ２は他
側電圧出力端子ｔ２゜と直接接続されている。前記スイ
ッチ２にはコンデンサＣ１とダイオード４との直列回路
が並列接続されており、コンデンサＣＩ　とダイオード
４との接続中間点は半導体スイッチからなるスイッチ３
を介して他側入力端子ｔ２と接続されている。他側電圧
入力端子ｔ２は半導体スイッチからなるスイッチ７とダ
イオード８との直列回路を介して前記−制電圧出力端子
ｔ、。と接続されており、ダイオード８にはコンデンサ
Ｃ２と半導体スイッチからなるスイッチ６との直列回路
が並列接続されている。そしてスイッチ６とコンデンサ
Ｃ２との接続中間点は、半導体スイッチからなるスイッ
チ５を介して前記−側型圧入力端子１．と接続されてい
る。また−制電圧出力端子ｔ、。と他側電圧出力端子ｔ
２゜との間に平滑コンデンサＣ３が接続されており、更
にこの両電圧出力端子ｔ１゜、ｔ２゜間には出力側イン
ダクタンスＬ０と負荷１１との直列回路を介装させてお
り、負荷１１に出力側コンデンサＣ０が並列接続されて
いる。

前記スイッチ１，５には例えばＰチャネルＭＯ３ＰＥＴ
を使用しており、スイッチ２，３．６．７には例えばＮ
チャネルＭＯ３−ＦＥＴを使用している。

スイッチ１，６．７にはそれをスイッチングさせるため
のクロック信号φ８を、スイッチ２，３５にはそれをス
イッチングさせるクロック信号φ５を夫々図示しないク
ロック信号発生部から与える。

このクロック信号φ３．φ、は第２図に示すように、互
いに位相が１８０　’ずれたものとなっている。

またクロック信号φ３．φ、の時間幅は、入力電圧ｖ８
が所定値以上にあると両クロック信号φ３゜φ、が同時
に出力されない範囲で出力電圧Ｖ。に応じて変化するよ
うになっている。

更に、入力電圧■１が低下し所定値以下に達した場合に
は、両クロック信号φ１．φ、が一時的に同時にオンす
るようになっている。そして、スイッチ１，２，３，５
．６．７の夫々のスイッチングのデユーティ比を制御す
ることにより出力電圧を定電圧になし得るようになって
いる。

次にこのように構成したＤＣ−ＤＣコンバータの動作を
第１図乃至第７図により説明する。

［ＩＣ−ｎｃコンバータの仕様が入力電圧Ｖ、が１２Ｖ
、出力電圧Ｖ。が５■であり、いま、要求される入力電
圧の許容範囲を７〜１６Ｖとする。入力電圧■１がスイ
ッチ１，２，３，５．６．７の電圧降下分を無視してＩ
ＯＶ以上であると、スイッチ１，２３．５，６．７に与
えるクロック信号φ１．φ。

の時間幅を変化させるＰＷＭ　（パルス幅変調）制御を
することにより、５■の出力電圧Ｖ０が安定して得られ
るようになっている。即ち、入力電圧Ｖ。

がＩＯＶ以上である場合には、スイッチ１，６７と、ス
イッチ２，３．５とが交互にスイッチング動作する。そ
してコンデンサＣ２が既に電位差５Ｖで充電されており
、コンデンサＣ１が放電を完了しているとして、スイッ
チ１．６．７がオン状態、スイッチ２．３．５がオフ状
態になると第３図に示す等何回路となる。そしてコンデ
ンサＣへの入力電流■、はスイッチ１のオン抵抗Ｒ１、
コンデンサＣ１、ダイオード４、スイッチ６のオン抵抗
Ｒ４及びスイッチ７のオン抵抗Ｒ１を通って流れる。ま
たコンデンサＣ２の放電電流は、スイッチ６のオン抵抗
Ｒｈ、平滑コンデンサｃ３及びスイッチ７のオン抵抗Ｒ
７を通って流れる。それによりコンデンサＣ４は電位差
Ｖ、−Ｖ０　（＝１１５＝７Ｖ）で充電される一方、コ
ンデンサｃ２からは放電によって平滑コンデンサｃ３及
び負荷１１ヘエネルギーが供給される。

次にスイッチＩ、６．７がオフ状態、スイッチ２．３．
５がオン状態になると第４図に示す等何回路となる。そ
してコンデンサｃ２の入力電流Ｉ。

はスイッチ５のオン抵抗Ｒ５、コンデンサｃ２、ダイオ
ード８、スイッチ２のオン抵抗Ｒ２、コンデンサＣ１及
びスイッチ３のオン抵抗Ｒ３を通って流れる。またコン
デンサｃ１の放電電流はスイッチ２のオン抵抗Ｒ２、平
滑コンデンサＣ２及びスイッチ３のオン抵抗Ｒ８を通っ
て流れる。それにより、コンデンサＣ２は前記同様に充
電される一方、コンデンサＣＩからは放電によって平滑
コンデンサＣ３及び負荷１１ヘエネルギーを供給する。

なお、スイッチ１，２，３，５，６．７がともにオフ状
態になると第５図に示す等何回路となり、平滑コンデン
サＣ３のみから負荷１１ヘエネルギーを供給する。この
ようなスイッチ動作が第２図に示すクロック信号φ８．
φ、の周波数で繰り返されることにより、第３図、第５
図、第４図の等何回路の順序で負荷１１ヘエネルギーが
継続して供給される。

ここで、平滑コンデンサＣ３はコンデンサＣＩ＋０２か
ら供給されるエネルギーがクロック信号の周波数あるい
はスイッチのスイッチング動作による高周波で生じる電
圧変動を平滑化する。そして出力電圧Ｖ０はスイッチ１
，２，３，５，６．７のオン時間が一定であると、負荷
１１の変動に応じて変化する。

そこで、出力電圧■。を安定化するために第２図に破線
で示すようにクロック信号φ３．φ、の時間幅Ｔ。Ｎを
変化させて、そのデユーティ比Ｔ。Ｎ／Ｔ（ＴＯＮ・・
・オン状態の時間、Ｔ・・・周期）を出力電圧ｖ０に応
じて制御するＰＷＭ制御を行っている。つまり、高負荷
時には破線で示す如くデユーティ比を大きく、低負荷時
には実線で示す如く小さくして、コンデンサＣ＋　、Ｃ
ｚの充電電圧が制御されて出力電圧Ｖ、が一定に保持さ
れる。

このように、このＤＣ−ＤＣコンバータはＰＩＩＭ制御
により制御される電圧分は別にして、入力電圧Ｖ。

をコンデンサＣ，，Ｃ，で分圧して出力電圧Ｖ。

を得ているから、入出力比が２：１となっている。

さて、入力電圧ｖ８が例えば９ｖになった場合は、前述
したように出力電圧Ｖ。が低下して５Ｖを保持できなく
なるが、出力電圧Ｖ。が所定値以下になった場合には第
７図に示すようにクロック信号φ４．φ、の時間幅Ｔ。

Ｎがともに広くなるように制御されて、そのクロック信
号φ□、φ、により、スイッチ１，２，３，５，６．７
が一時的に同時にオンするようにスイッチング動作する
。

そしてスイッチ１，２．３，５．６．７が同時にオン状
態になると第６図に示す等何回路となる。

それによりＤＣ電源１０からスイッチ１のオン抵抗Ｒ１
、コンデンサＣ１及びスイッチ３のオン抵抗Ｒ３を通っ
てコンデンサＣ１に充電電流が流れ、またスイッチ５０
オン抵抗Ｒｓ、コンデンサＣ２及びスイッチ７のオン抵
抗Ｒ１を通ってコンデンサｃ２に充電電流が流れる。更
にＤＣ電源１０はスイ・７チ１２のオン抵抗Ｒ＋、Ｒｚ
を介して平滑コンデンサＣ３及び負荷１１と接続される
ことになり、ＤＣ電源１０からコンデンサＣ，，Ｃ２の
充電電流と負荷１１への電流との和の入力電流■、が流
れる。

そして第７図に示す期間Ｓ−、Ｓｂ　、Ｓｃ、Ｓａにお
いては夫々の期間の等価回路は第６図、第３図、第６図
、第４図となる。それ故、期間Ｓｌｌにおける第６図の
等価回路では、ＤＣ電源１０から負荷１１及び平滑コン
デンサＣ３へ電流が流れて、出力電圧ｖ０が５Ｖの状態
となる。即ちコンデンサＣ１゜Ｃ２の正側電圧ＶＣ＋＋
　　■Ｃｍは、Ｖｃ＋−Ｖｃｚ　　　　　　−（１１＝■。＋Ｒ２・　（Ｖｉ−Ｖ。）／　（Ｒ＋　＋Ｒ２）
・・・（２）＝　（Ｒ６・Ｖ４　＋Ｒｓ　　・Ｖｏ　）
／　（Ｒｓ　＋Ｒｈ　）＞Ｖ。

＝５　　　　　　・・・（３）となる。ところでスイッチ１，５に用いているＰチャネ
ル半導体スイッチのオン抵抗は、スイッチ２．３．６．
７に用いているＮチャネル半導体スイッチのオン抵抗に
比べて大きい。

そのため第３図の等価回路におけるコンデンサＣ８の正
側電圧■、はスイッチ１のオン抵抗を無視するとＶｓ　−Ｖｃ＋　＋　ＶＣ２＞　２　ＶＯ＝１０＞　Ｖ
ｉ　　・・・（４１となる。したがって、正側電圧Ｖ、
がＤＣ電源１０の電圧より高り、ＤＣ電源１０から入力
電流１．は流れない。またダイオード４によりコンデン
サＣ１Ｃ２からＤＣ電源１０側へ電流が阻止される。即
ち、コンデンサＣ２が負荷１１側へ放電することによっ
てコンデンサＣ，，Ｃ，の直列回路の端子電圧■。

が低下して入力電圧Ｖ、より低下するまでＤＣ電源１０
から電流が流れない。このように、入力電圧Ｖ。

がＩＯＶ以上の場合は前述したように第２図に示すクロ
ック信号φ、、φ、及び第３図に示す等価回路により電
流が供給され、入力電圧Ｖ、が所定値以下に低下してい
る場合には第２図及び第３図に示す状態ではＤＣ電源１
０側からは電流が遮断された状態となる。

第７図はクロック信号φ３．φ、と、スイッチ入力側電
圧ＶＸ、入力電流Ｉ８、出力電圧ｖ０の関係を示すタイ
ミングチャートである。この図がら明らかなようにクロ
ック信号φ３．φ、が同時に出力されている期間Ｓ、及
びＳｃは入力電流■。

が流れ、それにより、コンデンサＣ＋、Ｃｘが充電され
るとともに負荷１１にＤＣ電源１０の電圧が直接に加わ
って出力電圧■。が上昇する。

そしてクロック信号φ３．φ５の前縁及び後縁の時点で
入力電圧Ｖ、及び出力電圧Ｖ。にスパイクノイズが生じ
るが、出力側インダクタンスＬ０と、出力側コンデンサ
Ｃ８とによる平滑回路により吸収されて、負荷１１には
リップル及びスパイクノイズが少ない直流電圧が供給さ
れる。

これにより許容入力電圧範囲を拡大することができる。

また入力電圧■、が所定値以上又は所定値以下のいずれ
の場合にも、クロック信号φ３φあの時間幅を変更する
スイッチングモードで出力電圧■。の安定化を図るから
、クロック信号φ３゜φゎの制御動作が共通して簡単に
なる。更に入力電圧Ｖｉが低下したときにスイッチング
動作させる別個のブースタ用スイッチを設ける必要もな
く、スイッチの数が増加しない。

第８図は第２発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図
である。電圧入力端子１．．１２間に入力端コンデンサ
Ｃ８を介装しており、電圧入力端子１゜とスイッチ１及
び５との間に入力側インダクタンスし、を介装させてい
る。そして、その他の回路構成は第１図に示した回路と
同様となっている。

そしてこのＤＣ−ＤＣコンバータは、第１図に示したＤ
Ｃ−ＤＣコンバータのスイッチのスイッチング動作と同
様のスイッチング動作する。

しかし乍ら、スイッチ１，６．７または２，３゜５がオ
ンして入力電流■、が流れた場合には、入力側インダク
タンスの出力側、即ちスイッチ１及び５の入力側電圧ｖ
ｇが低下する。そのため同一入力端子に対しては第９図
に示している期間Ｓ３゜Ｓｃの時間が長くなっている。

そして期間Ｓｂ。

Ｓ、から期間Ｓｃ、Ｓ、に変化する時点にＤＣ電源１０
から入力電流■、が急に流れようとするが、入力電流Ｉ
、により入力側インダクタンスＬ１に逆電圧ＶＸ、が発
生し、スイッチ１．５の入力側電圧ｖ７！は、ＶＺ＝Ｖ□−■１８　　　・・・（５）となる。このよ
うにスイッチの入力側電圧Ｖｌが低下した場合にはスイ
ッチにおける電圧降下が城少しスイッチング損失が減少
することになる。

ここで、入力電圧■１を１２Ｖ、出力電圧Ｖ。を５Ｖと
すると電力伝送効率ｅは、ｅ　＝　５　／　（１２／２）　ｘｌｏｏ　＝８３．３
％　　・・・（６）となり、入力電圧が所定値以上にあ
る場合は高い電力伝送効率が得られる。

ところで、入力電圧■、が１０Ｖ以下に低下した場合に
は、第６図に示す等価回路によりＤＣ電源１０から負荷
１１ヘエネルギーが供給されるが、これはシリーズレギ
ュレータとしての回路であるから、例えば入力電圧Ｖ、
を９Ｖ、出力電圧Ｖ。を５ｖとすると電力伝送効率ｅは
、ｅ　＝５／９　Ｘ１００　＝５５．６％　　　・・・（
７）となり、入力電圧■、がＩＯＶ以下になった場合に
は電力伝送効率が低下する。

つまり、電力伝送効率ｅは、ｅ＝Ｖ。／Ｖｉ　Ｘ１００　　　・・・（８）で表し得
るから、入力側インダクタンスＬ１を設けたことにより
スイッチ入力側電圧ｖｌを低下させ得て、常に高い電力
伝送効率が得られる。

第９図はこのＤＣ−ＤＣコンバータにおけるクロック信
号φ１．φ、とスイッチ入力側電圧■βと、充電電流Ｉ
、との関係を示すタイミングチャートである。クロック
信号φ３またはφ、が与えられてスイッチ１．６．７ま
たは２．３．５がオンすると入力電流Ｉ、が流れて、入
力側インダクタンスＬ１の出力側、即ちスイッチ１．５
の入力側電圧ＶＺが低下する。一方、入力電流Ｉ、は入
力側コンデンサＣ８により平滑されて第７図に示すピー
ク値より低い滑らかな波形となる。このように第２発明
によれば、第１発明と同様に許容入力電圧範囲を拡大す
ることができるとともに、スイッチのスイッチング損失
を低減して、常に高い電力伝送効率を得ることができる
。

〔発明の効果〕

以上詳述したように、第１．第２発明によれば、入力電
圧が所定値以上又は以下のいずれの場合にもスイッチの
スイッチングモードを同様のモードで行え、スイッチン
グ制御が簡単になる。また入力電圧の低下による出力電
圧の低下を、ブースタ用スイッチ等の別個のスイッチを
設けずに、許容入力電圧範囲を拡大できる。

また第２発明では、ＤＣ電源の電圧が所定値以下になっ
た場合に電力伝送効率が低下するのを防ぎ得る等の効果
を奏し、高倍転性、高効率のＤＣ−ＤＣコンバータを提
供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図
、第２図はクロック信号の波形図、第３図、第４図、第
５図及び第６図はその［ｌＣ−ＤＣコンバータの動作に
対応する等価回路図、第７図はクロック信号、スイッチ
入力側電圧、入力電流、出力電圧のタイミングチャート
、第８図は第２発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路
図、第９図はそのＤＣＤＣコンバークのクロック信号、
スイッチ入力側電圧、入力電流のタイミングチャートで
ある。１　２．３，５，６．７・・・スイッチ４．８・・・ダ
イオード　１０・・・ＤＣ電源　１１・・・負荷Ｃ＋、
Ｃｗ・・・コンデンサ　Ｃ３・・・平滑コンデンサＬ、
・・・入力側インダクタンスＣ８・・・入力側コンデンサ　Ｌｏ・・・出力側インダ
クタンス　Ｃ０・・・出力側コンデンサ特　許　出願人

Claims

【特許請求の範囲】１、ＤＣ電源に接続される直列接続の整数個のコンデン
サと、該コンデンサの直列順序を切換える複数のスイッ
チと、前記コンデンサにより充電され負荷が接続される
平滑コンデンサとを備え、前記スイッチをスイッチング
動作させて前記直列順序を切換える都度、放電状態のコ
ンデンサを充電し、充電状態のコンデンサを放電させて
前記平滑コンデンサを充電せしめるスイッチトキャパシ
タ形のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記コンデンサ夫々の一端に前記複数のスイッチのうち
の２個のスイッチが接続され、他端に前記複数のスイッ
チのうちの１個のスイッチ及びダイオードの各一端が接
続されていて、該スイッチ及びダイオードの各他端が前
記平滑コンデンサの一端及び他端と各接続されており、
すべてのスイッチのスイッチング動作のデューティ比を
変更して前記平滑コンデンサの充電電圧を制御し、前記
ＤＣ電源の電圧が所定値以下にある場合は、すべてのス
イッチを導通すべく構成してあることを特徴とするＤＣ
−ＤＣコンバータ。２、前記ＤＣ電源からスイッチに至る回路途中にインダ
クタンスが介装され、ＤＣ電源にコンデンサを並列接続
すべく構成してあることを特徴とする請求項１記載のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ。