JPH0667181B2

JPH0667181B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバ−タ

Info

Publication number: JPH0667181B2
Application number: JP59210870A
Authority: JP
Inventors: 寿一入江
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1984-10-08
Filing date: 1984-10-08
Publication date: 1994-08-24
Anticipated expiration: 2009-08-24
Also published as: JPS6192162A

Description

【発明の詳細な説明】（技術分野）本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに係り、特には、直流
電圧をこれより高い直流電圧に、または極性が負の直流
電圧に変換するためにリアクトルとスイッチング素子と
を用いたＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

（従来技術）第２１図は、従来例の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの代
表的な回路図であり、第２２図は、第２１図のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータにおける電圧・電流波形図であり、第２２
図(a)は電源電圧Ｅ_Ｓと、Ｐ点の電圧と、出力電圧Ｖ０
との関係を示す波形図であり、第２２図(b)は各部の電
流波形図である。第２１図において、符号Ｅ_Ｓは直流電
源、Ｌはリアクトル、Ｓはスイッチング素子、Ｄはダイ
オード、Ｃは平滑用コンデンサである。

ところで、このような構成を有する従来例のＤＣ／ＤＣ
コンバータの場合では、第２２図の時刻ｔ１〜ｔ２の期
間では、スイッチング素子Ｓがオンであり、この期間で
は、リアクトルＬには電源電圧Ｅ_Ｓが加わり、電流ｉＬ
（ｉ１に等しい）は増加する。時刻ｔ２〜ｔ３の期間で
は、スイッチング素子Ｓがオフであり、この期間では電
流ｉＬは減少する。この場合、出力電圧Ｖ０は、電源電
圧Ｅ_Ｓよりも常に高くなり、Ｐ点の電圧はゼロと電源電
圧Ｅ_Ｓよりも高い値との間を変化する。電源電流は電流
ｉＬの平均値に、また出力電流１０は電流ｉＤ（ｉ３に
等しい）の平均値になる。そして、Ｐ点の電圧の変化か
ら明らかなように、リアクトルＬには出力電圧Ｖ０に相
当する振幅の交流電圧が加わるので、電流を平滑するた
めには相当に大きなインダクタンスのリアクトルＬを必
要とし、これによりリアクトルＬが大型重量化する。ま
た、スイッチング素子Ｓは、出力電圧Ｖ０に相当する電
圧でかつ電源電流に相当する電流をスイッチングするよ
うに動作しなければならない。この場合のスイッチング
素子Ｓのスイッチング時の電圧・電流波形図は、第２３
図のようになる。即ち、スイッチング素子Ｓのターン・
オンでは出力電圧Ｖ０が加わった状態で電流が０からｉ
Ｌまで増加し、その後電圧がＶ０から０まで変化する。
ターン・オフではその逆の経路を通り、先ず電流ｉＬを
流したままで電圧が０からＶ０まで増加し、電流ｉＬが
ダイオードＤを流れるようになってからスイッチング素
子Ｓの電流が減少し始めゼロとなる。この場合、スイッ
チング素子Ｓがスイッチングに要する電力は、Ｖ０・ｉ
Ｌなる最大点を通るのでスイッチング素子Ｓでの消費電
力が大きくなる。

（目的）本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであっ
て、リアクトルとスイッチング素子とを備えたＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータにおいてそのリアクトルの小型軽量化とス
イッチング素子での電力損失の低減とが可能なようにす
ることを目的とする。

（発明の構成）本発明は、このような目的を達成するために、直流電源
に接続されたリアクトルと、出力電圧の平滑用コンデン
サとの間に直流電圧変換部を設け、前記直流電圧変換部
は、第１，第２スイッチング素子と、前記両スイッチン
グ素子のオン・オフにより充放電動作する充放電コンデ
ンサと、前記充放電コンデンサの充電経路と放電経路と
を与えるダイオードとを備え、第１スイッチング素子の
オンにより前記充放電コンデンサが前記ダイオードを介
して充電され、第２スイッチング素子のオンにより前記
充放電コンデンサが前記ダイオードを介して放電され、
この放電電流が前記平滑用コンデンサに与えられるもの
であり、前記両スイッチング素子を交互にオン状態とし
て前記直流電源の２倍の電圧を得るようにしている。

また、本発明は、直流電源に接続されたリアクトルと、
出力電圧の平滑用コンデンサとの間に第１，第２直流電
圧変換部を設け、前記各直流電圧変換部はそれぞれ、第
１，第２スイッチング素子と、前記両スイッチング素子
のオン・オフにより充放電動作する充放電コンデンサ
と、前記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与
えるダイオードとを備え、第１スイッチング素子のオン
により前記充放電コンデンサが前記ダイオードを介して
充電され、第２スイッチング素子のオンにより前記充放
電コンデンサが前記ダイオードを介して放電され、この
放電電流が前記平滑用コンデンサに与えられるものであ
り、第１，第２直流電圧変換部内の各充放電コンデンサ
に直列にそれぞれ複数の直列コンデンサを接続し、第１
直流電圧変換部内の充放電コンデンサと直列コンデンサ
とからの放電電流が第２直流電圧変換部内の充放電コン
デンサと直列コンデンサとに充電され、また第２直流電
圧変換部内の充放電コンデンサと直列コンデンサとから
の放電電流が第１直流電圧変換部内の充放電コンデンサ
と直列コンデンサとに充電されるようにダイオードを接
続構成し、前記各直列コンデンサの最終段が前記平滑用
コンデンサに共通に接続され、各直流電圧変換部内のス
イッチング素子を順次オン・オフして、直流電源の整数
倍の出力電圧を得るようにしている。

更に、本発明は、出力側に接続されたリアクトルと、出
力電圧の平滑用コンデンサと、直流電源に接続された直
流電圧変換部とを備え、前記直流電圧変換部は、第１，
第２スイッチング素子と、前記両スイッチング素子を介
して充放電される充放電コンデンサと、前記充放電コン
デンサの充放電経路を与えるダイオードとを含み、前記
両スイッチング素子がオンとなる状態を周期的に切り換
え、一方のスイッチング素子のオンにより前記直流電源
からの電流を前記ダイオードを介して前記コンデンサに
充電するとともに他方のスイッチング素子のオンにより
前記ダイオードを介して該コンデンサの充電電圧を放電
し、この放電電流を前記リアクトル電流とするようにし
ている。

（実施例）以下、本発明を図面に示す実施例に基づいて詳細に説明
する。第１図は、本発明の第１実施例に係るＤＣ／ＤＣ
コンバータの回路図である。

Ｌはリアクトル、Ｓ１，Ｓ２は互いに直列に接続された
第１，第２スイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２も互いに直列
に接続された第１，第２ダイオード、Ｃ１は第１コンデ
ンサである。直流電源Ｅ_ＳとリアクトルＬと両スイッチ
ング素子Ｓ１，Ｓ２とは互いに直列に接続されている。
各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と各ダイオードＤ１，Ｄ
２とは互いに直列に接続され、その全体は平滑用の第２
コンデンサＣ０に並列に接続されている。そして、第１
コンデンサＣ１は、第１ダイオードＤ１と第２スイッチ
ング素子Ｓ２とに並列に接続されている。

このような構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、その
回路動作を第２図および第３図に従って説明する。第２
図(a)は第１スイッチング素子Ｓ１がオンで、第２スイ
ッチング素子Ｓ２がオフの場合の第１図の等価回路図、
第２図(b)は第１スイッチング素子Ｓ１がオフで、第２
スイッチング素子Ｓ２がオンの場合の等価回路図、第２
図(c)は両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が共にオフの場
合の等価回路図、第２図(d)は両スイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２が共にオンの場合の等価回路図である。第３図
は第２図(a)(b)の等価回路に対するその動作説明に供す
る波形図であり、第４図は第２図(c)の等価回路に対す
るその動作説明に供する波形図であり、第５図は第２図
(d)の等価回路図に対するその動作説明に供する波形図
である。

（Ａ）直流電源電圧Ｅ_Ｓをその２倍の直流電圧に変換す
る場合：第２図(a)の等価回路では、第１コンデンサＣ
１が直流電源Ｅ_Ｓからの電流により充電されるサイクル
のときの等価回路が示されている。この充電期間は第３
図の期間Ｔ_ａに示され、その充電カーブは破線で示され
る。第３図中のＢは第１図のＢ点の電圧、即ち第１コン
デンサＣ１の充電電圧を示し、また第３図中のＰは第１
図のＰ点の電圧を示している。第２図(b)では、第１コ
ンデンサＣ１が放電されるサイクルであり、この放電期
間は第３図の期間Ｔ_ｂに示される。この放電期間(b)で
は、第３図に示されるように、電源電圧Ｅ_Ｓと第１コン
デンサＣ１の充電電圧Ｅ_Ｃとの加算電圧が破線に示され
るように高くなるが、第２コンデンサＣ０の充電電圧は
この加算電圧により充電され、その充電電圧が出力電圧
Ｖ０となる。こうして、この場合は直流電源電圧Ｅ_Ｓは
２倍の直流電圧（出力電圧Ｖ０）に変換されることにな
る。ここで、第２図(a)において、第１コンデンサＣ１
の充電電圧Ｅ_Ｃは直流電源電圧Ｅ_Ｓに対しては逆極性に
なり、また第２図(b)では第１コンデンサＣ１の充電電
圧Ｅ_Ｃは出力電圧Ｖ０に対して逆極性になる。従って、
リアクトルＬに加わる電圧は第３図の電源電圧はＥ_Ｓと
Ｐ点電圧との差になる。期間Ｔ_ａまたはＴ_ｂにおいて、
期間の前半ではリアクトルＬの電圧は電源側の方がＰ点
より高く、リアクトルＬは回路に電圧降下を与え、エネ
ルギーを吸収蓄積している。期間の後半ではリアクトル
Ｌの電圧は電源側よりＰ点の方が高く、リアクトルＬは
先に蓄積したエネルギーをコンデンサＣ１側に放出して
いる。その結果、出力電圧Ｖ_０は期間を通じて一定（２
Ｅ_Ｓ）となり脈動しない。負荷電流Ｉ_０が増加しても、
Ｐ点の電圧変化率が急になるのみで、リアクトルＬの電
圧降下の平均値はゼロであるから出力電圧Ｖ_０は一定
（２Ｅ_Ｓ）に保たれる。リアクトルＬが挿入されていな
いと、電源電圧Ｅ_ＳとＰ点電圧との差はスイッチング素
子Ｓ１，Ｓ２の内部抵抗に加わることになる。Ｐ点の電
圧は電源電圧Ｅ_Ｓ以上になることはなく、出力電圧Ｖ_０
はコンデンサＣ１の放電によるＥ_Ｃの減少分だけ降下す
る。負荷電流Ｉ_０が増加すると出力電圧Ｖ_０の降下は大
きくなり、それに従ってスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の
内部抵抗に加わる電圧が大きくなる。その結果、電圧降
下と電力損失が著しく大きくなる。リアクトルＬのイン
ダクタンスは、第２１図の従来例と比較して小さくてよ
く、リアクトルＬとしては小形軽量のものを用いること
ができる。この場合、従来例では、リアクトルＬに蓄積
されたエネルギーで昇圧を行なうようにしているに対し
て、この実施例では第１コンデンサＣ１に蓄積されたエ
ネルギーで大部分の昇圧を行なうようにしており、第１
コンデンサＣ１の充電電圧に対する直流電源電圧Ｅ
_Ｓ（期間Ｔ_ａ）、または出力電圧Ｖ０（期間Ｔ_ｂ）のわ
ずかな電位差をリアクトルＬが吸収している。

（Ｂ）直流電源電圧Ｅ_Ｓの２倍以外の直流電圧に変換す
る場合：（Ｂ−イ）直流電源電圧Ｅ_Ｓの２倍より小さな直流電圧
（出力電圧Ｖ０）に変換する場合：このような変換で
は、第１，第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を共にオフ
にする。そうすると、第１図は第２図(c)の等価回路図
のようになる。この等価回路の場合では、前記期間
Ｔ_ａ，Ｔ_ｂの他に第４図(a)に示されるような電圧波形
図が得られるように両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が共
にオフとなる期間Ｔ_ｃを設ける。第４図(b)において、
Ｄ２は第２ダイオードＤ２、Ｄ１は第１ダイオードＤ
１、Ｓ２は第１スイッチング素子Ｓ２、Ｓ１は第１スイ
ッチング素子Ｓ１の各オン・オフの状態を示している。
ここで、オンは太い横線で、オフは細い横線でそれぞれ
示している。尚、この図では、簡単のために、第１コン
デンサＣ１の電圧脈動はないものと仮定している。期間
Ｔ_ｃでは、リアクトルＬの電流ｉＬは第１，第２ダイオ
ードＤ１，Ｄ２を通り、Ｐ点の電位は、そのまま、ほぼ
出力電圧Ｖ０となる。原理的にリアクトルＬの両端の電
圧の平均値はゼロとなるので、期間Ｔ_ｃ以外では、Ｐ点
の電圧は電源電圧Ｅ_Ｓよりも低くなり、第１コンデンサ
Ｃ１の充電電圧もＥ_Ｓよりも小さくなって、あたかも電
源電圧が小さくなったかのように動作する。その結果、
ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖ０は電源電圧の２倍
の電圧より小さくなる。

（Ｂ−ロ）直流電源電圧Ｅ_Ｓの２倍より大きな直流電圧
（出力電圧Ｖ０）に変換する場合：出力電圧Ｖ０を大きくするには、期間Ｔ_ａ，Ｔ_ｂの他に
両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を共にオンにすることに
より、Ｐ点を短絡する期間Ｔ_ｄを設ける。この場合の第
１図の等価回路図は第２図(d)のようになる。そして、
この等価回路による電圧波形図は第５図(a)に示され
る。第５図(a)では、第４図とは逆になってあたかも電
源電圧Ｅ_Ｓが高くなったように動作して、出力電圧Ｖ０
は大きくなる。第５図(b)は、第４図(b)に対応する図で
ある。尚、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が同時にオン
となる動作は、直列の両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の
代わりに破線で示す他の１個のスイッチング素子Ｓ３を
設け、このスイッチング素子Ｓ３で行わせても同等の効
果を得ることができる。この場合、スイッチング素子Ｓ
３のオン・オフはスイッチング素子Ｓ１，Ｓ１の動作と
は無関係に行ってよい。このようにして、両スイッチン
グ素子Ｓ１，Ｓ２が共にオフあるいはオンする期間
Ｔ_ｃ，Ｔ_ｄの割合により出力電圧Ｖ０を変化させること
ができる。

第６図は、第２実施例のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図
である。第６図の実施例では、第１図の破線で囲む回路
ａを２組b,c用いるとともに、直流電源Ｅ_Ｓ、リアクト
ルＬ、コンデンサＣ０を共通に用いたものである。破線
ａで囲む回路において、Ｓ１１，Ｓ１２は第１，第２ス
イッチング素子、Ｄ１１，Ｄ１２は第１，第２ダイオー
ド、Ｃ１は第１コンデンサである。破線ｂで囲む回路に
おいて、Ｓ２１，Ｓ２２は第３，第４スイッチング素
子、Ｄ２１，Ｄ２２は第３，第４ダイオード、Ｃ２は第
２コンデンサである。Ｅ_Ｓは直流電源、Ｌはリアクト
ル、Ｃ０は第３コンデンサである。

このような構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、各ス
イッチング素子の内、例えば第２，第３スイッチング素
子Ｓ１２，Ｓ２１とが同時にオンか、または第１，第４
スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ２２が同時にオンになるよ
うに動作させる。第８図(a)は、そのときの電圧波形図
であり、第８図(b)は各スイッチング素子と各ダイオー
ドのオン・オフの状態を示す図である。この第８図(b)
は、第４図や第５図と同様の図である。第７図は、第
１，第４スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ２２が同時にオン
になった場合の第６図の等価回路図であり、この等価回
路では、第１スイッチング素子Ｓ１１のオンにより第１
コンデンサＣ１が第１ダイオードＤ１１を介して充電さ
れ、第４スイッチング素子Ｓ２２のオンにより第２コン
デンサＣ２は第４ダイオードＤ２２を介して放電状態に
される場合のものであり、第８図において、期間Ｔ_ａで
ある。この期間Ｔ_ａでは電源電流はｉＬであり、この電
源電流は、第１コンデンサＣ１の充電電流ｉｃ１とコン
デンサＣ２の放電電流ｉｃ２とを同時に供給するので、
負荷電流１０の２倍の値となる。次に、期間Ｔ_ｂでスイ
ッチング素子Ｓ１２，Ｓ２１とがオンの場合はそれとは
逆に第１コンデンサＣ１が放電、第２コンデンサＣ２が
充電となる。従って、スイッチング素子において、Ｓ１
１，Ｓ２２の組とＳ１２，Ｓ２１の組において交互に期
間Ｔ_ａと期間Ｔ_ｂの半サイクルごとにオンとなる組の状
態を変えればその電圧波形は、第８図(a)のようにな
る。第８図において、期間Ｔ_ａでは第１コンデンサＣ１
の充電量と第２コンデンサＣ２の放電量とが等しく、両
コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧の合計は、常に出力電圧Ｖ
０に等しくなり、期間Ｔ_ａから期間Ｔ_ｂに変わった直後
でもその合計は同じ電圧である。また、出力電圧Ｖ０は
常に電流ｉＬの半分が供給されているので、出力電圧Ｖ
０の脈動が極めて小さくなる。

第９図(a)(b)(c)(d)は、前記期間Ｔ_ａから期間Ｔ_ｂに変
わるときのスイッチング素子のスイッチング状態を詳細
に示したものである。即ち、各スイッチング素子Ｓ１１
とＳ１２、Ｓ２１とＳ２２のスイッチングの時期をずら
している。先ず、時刻ｔ１１で第１スイッチング素子Ｓ
１１がオフになると、電流ｉＬのうち、第９図(a)の等
価回路の状態でその時刻ｔ１１になるまでに第１コンデ
ンサＣ１にも流れていた電流分がゼロになり、電流ｉＬ
はすべてｉｃ２となる。そして、第２スイッチング素子
Ｓ１２がターンオンの動作に入り、その端子電圧が次第
に小さくなるが、その間、第２スイッチング素子Ｓ１２
のコレクタには、電流が流れていないのでスイッチング
損失は生じない。次に、時刻ｔ１２において、Ｂ１点が
出力電圧Ｖ０に達すると、第２ダイオードＤ１２に電流
が流れるようになり、Ｂ１点はＶ０に等しくなる。この
とき、第１コンデンサＣ１の充電電圧Ｅ_ｃ１は第２コン
デンサＣ２の充電電圧Ｅ_ｃ２より大きいので、Ａ１点
は、Ｐ点の電圧に達していない。時刻ｔ１２以後は、第
９図(b)の等価回路となり、また第１０図の時刻ｔ１２
〜ｔ１４のように、第４ダイオードＤ２２はオフとな
り、電流ｉＬはすべてｉｃ１となる。時刻ｔ１３で第２
スイッチング素子Ｓ１２はターンオンを終了し、時刻ｔ
１４から第４スイッチング素子Ｓ２２がオフとなって第
３スイッチング素子Ｓ２１のターンオンが開始し、Ａ２
点の電圧が下降する。時刻ｔ１５になるまでは、電流ｉ
ｃ２は流れず、第４スイッチング素子Ｓ２２から第３ス
イッチング素子Ｓ２１へのスイッチングは無電流で行な
われる。時刻ｔ１５でＡ２点の電圧がほぼゼロまで達し
たとき、それ以前の時刻ｔ１１〜ｔ１５は第１，第２コ
ンデンサＣ１，Ｃ２共放電のみ行なっていたので、Ｅ_ｃ
１＋Ｅ_ｃ２はＶ０より低くなっている。第９図(c)の等
価回路および第１０図の時刻ｔ１５〜ｔ１６のように第
２ダイオードＤ１２がオフとなって第２コンデンサＣ２
のみ充電され、Ｅ_ｃ２が大きくなり、Ｅ_ｃ１＋Ｅ_ｃ２が
Ｖ０に達した時刻ｔ１６以後は、電流ｉＬはｉｃ２とｉ
ｃ１とに分かれ、第１コンデンサＣ１は放電し、第２コ
ンデンサＣ２は充電される。

第１１図は、第１０図の転流で最も動作責務の重い第２
スイッチング素子Ｓ１２についての電圧・電流の軌跡を
示す図である。第１１図から明らかなように、電流のオ
ン・オフは非常に低い素子電圧の下で行なわれるので、
スイッチング損失は極めて小さくなる。また、第１図の
それと同様にして、出力電圧を変化させる必要があると
きは、第１，第４スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ２２、ま
たは第２，第３スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ２１、また
はそれに代わる素子でＰ点とＯ点とを短絡する期間を設
けるか、それらの各スイッチング素子がすべてオフとな
る期間を設けることにより可能である。

第１２図は、第３実施例の回路図である。第１２図の実
施例は、第６図のそれに第４〜第７コンデンサＣ１′，
Ｃ１″，Ｃ２′，Ｃ２″と、第５〜第８ダイオードＤ１
３，Ｄ２３，Ｄ１０，Ｄ２０とを追加したものである。
第１〜第４スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ２２を第６図の
ものと同様にしてスイッチングさせると、コンデンサＣ
０以外の各コンデンサは、すべてほぼ直流電源電圧Ｅ_Ｓ
に充電され、この実施例では、出力電圧Ｖ０はほぼ電源
電圧Ｅ_Ｓの４倍の直流電圧となる。

第１３図は第２，第３スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ２１
がオンのときの第１２図の等価回路図であり、この等価
回路に示すように各ダイオードＤ１０，Ｄ１３，Ｄ１
２，Ｄ２１を流れる電流ｉ１０〜ｉ１３の平均値はそれ
ぞれＩ０に等しい。また、第４コンデンサＣ１′と第６
コンデンサＣ１″との接続点Ｅ１と、第６コンデンサＣ
２′と第７コンデンサＣ２″との接続点Ｅ２とのそれぞ
れに第６，第７ダイオードＤ１０，Ｄ２０，第３コンデ
ンサＣ０と同様の回路を接続すれば、直流電源電圧Ｅ_Ｓ
の３倍の直流電圧をも同時に得ることができる。第１２
図の出力電圧Ｖ０の脈動は第６図のものよりやや大きい
が、リアクトルＬに加わる電圧が小さくなり、第１〜第
４スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ２２のスイッチング損失
が非常に小さい等の特徴は第６図のそれと同様である。

第１４図は、第４実施例の回路図であり、第６図の回路
図において、スイッチング素子とダイオードとを置換し
た以外は第６図のそれと同様である。この実施例の場合
は、第１，第４スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ２２また
は、第２，第３スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ２１がオン
となる状態を交互に繰り返すと、その電圧波形は、第１
６図(a)となる。尚、第１６図(b)は、第４図(b)等と同
様に各スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２
２と各ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２のオ
ン・オフの状態を示している。期間Ｔ_ａでは、第１６図
から明らかなように第１，第４スイッチング素子Ｓ１
１，Ｓ２２と第１，第４ダイオードＤ１，Ｄ２２がオン
し、第１，第３スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ２１と第
１，第３ダイオードＤＤ１２，Ｄ２１とがオフしてい
る。このような状態のときの第１４図の回路は、第１５
図の等価回路のようになる。この等価回路に示すように
期間Ｔ_ａの場合は、第１コンデンサＣ１の放電電流ｉｃ
１と第２コンデンサＣ２の充電電流ｉｃ２の合計がリア
クトルＬの電流ｉＬである。この電流ｉＬの向きは、第
６図のそれとは逆であり、電源と負荷との位置が逆にな
り、第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２はほぼ直流電源電
圧Ｅ_Ｓの１／２に充電されるので、出力電圧Ｖ０はほ
ぼ、直流電源電圧Ｅ_Ｓの１／２になり、また電流ｉＬの
平均値が負荷電流であるので、電源電流は、負荷電流の
１／２になる。この等価回路では、第１コンデンサＣ１
が放電し、第２コンデンサＣ２が充電となるので、Ｐ点
の電圧は、時間とともに減少し、第８図とは逆の傾斜と
なる（第１６図）。この実施例の場合では、電源および
出力電流の脈動が小さいこと、各スイッチング素子Ｓ１
１，Ｓ２２、Ｓ１２，Ｓ２１の転流時期をずらすことに
よりスイッチング損失を著しく小さくできること、各ス
イッチング素子Ｓ１１とＳ２２、またはＳ１２，Ｓ２１
の短絡モードあるいはスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ２２
のすべての開放モードにより、出力電圧を可変にするこ
とができることなど、第６図と同様のの特徴を備える。

第１７図は、第１４図の破線で囲む回路ｄ，ｅの内、い
ずれか一方の回路のみでＤＣ／ＤＣコンバータを構成し
た第５実施例であり、電源電流ｉｓの脈動が大きいこ
と、スイッチング損失が小さくないことを除いて第１５
図または第６図の回路と同様の特徴を有している。そし
て、第１７図が第１４図に対する関係は、第６図に対す
る第１図の関係と同様である。

第１８図は、低圧直流Ｖ１側から高圧直流Ｖ２側への電
力の伝達および逆方向の電力伝達を可能にした第６実施
例を示すものである。第１８図の回路は、第６図と第１
４図との回路を重ね合わせたものである。スイッチング
素子Ｓ１１，Ｓ１３，Ｓ２２，Ｓ２４をオンの状態にす
る期間と、スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１４，Ｓ２１，
Ｓ２３をオンの状態にする期間とを交互に連ねて動作さ
せる。第１，第２コンデンサＣ１およびＣ２はほぼ電圧
Ｖ１に充電され、電圧Ｖ２は電圧Ｖ１の２倍の電圧とな
る。

Ｖ２／Ｖ１が２より小さいとき、第６実施例の回路は、
前記重ね合わせにおいて第６図に対応する部分の位置に
接続されてある素子が動作し、その場合の第１８図の回
路の等価回路は、第７図の回路と同様であり、電圧波形
は、第８図と同様となる。電力は、電圧Ｖ１側から電圧
Ｖ２側に伝達される。

Ｖ２／Ｖ１が２より大きいときは、第１８図に示された
第６実施例の回路は、前記重ね合わせにおいて第１４図
に対応する部分の素子が動作し、その場合の第１８図の
等価回路は、第１５図と同様であり、電圧波形は、第１
６図と同様となる。電力は、電圧Ｖ２側から電圧Ｖ１側
に伝達される。これはあたかも交流における巻線比１：
２のトランスのごとき動作であると考えられる。第１８
図においても、第６図と第１４図の特徴と特性を有して
おり、第１９図のように第１コンデンサＣ１のみの回路
構成にすることもできる。

第２０図は、第７実施例の回路構成図であり、直流電源
電圧Ｅ_Ｓに対して負の出力電圧Ｖ０を得るものである。
この場合、鎖線で囲む部分の回路については後述する。

第２スイッチング素子Ｓ１２がオンのときに第１コンデ
ンサＣ１は、符号でＥ_Ｓ→Ｓ１２→Ｃ１→Ｄ１２→Ｌの
回路で充電され、第１スイッチング素子Ｓ１１がオンの
ときに符号でＣ１→Ｓ１１→Ｌ→Ｃ０→Ｄ１１の回路で
放電し、その放電電流が、第３コンデンサＣ０を充電す
る。第１コンデンサＣ１および第３コンデンサＣ０はほ
ぼＥ_Ｓに充電され、負荷電流は第３コンデンサＣ０の端
子より負の直流電源として供給される。その動作および
特性は、第１図の回路と同様であるが、電源電流と負荷
電流とは同じ大きさである。この回路の各端子ｘ１，ｘ
２，ｘ３，に対して第２コンデンサＣ２を含む鎖線で囲
む部分の回路の端子ｘ１′，ｘ２′，ｘ３′を、それぞ
れ矢印に対応するようにして接続し、第１コンデンサＣ
１の回路と逆相で動作させると、電源電流、第３コンデ
ンサＣ０の充電電流は共に、連続となる。また、スイッ
チング素子の転流損失を著しく小さくすることができ
る。

このようにコンデンサの充放電を利用して直流変換を行
うと、直列リアクトルの大きさを著しく小さくすること
ができる。また、２回路を２相で動作させると、電源電
流および出力電流とも連続電流となり、２回路の転流時
期を少しずらすと、スイッチング素子のスイッチング損
失を著しく減少することができる。基本的には、２倍昇
圧、１／２降圧、−１倍負電圧の出力を得ることがで
き、短絡モード、開放モードを置くことにより、連続的
に出力電圧を変化させることができる。回路構成によ
り、電力を低圧側から高圧側へまたはその逆方向に自由
に伝達することも可能である。多段構成にすることによ
り、電源電圧の任意整数倍の電圧を得ることができる。
また、回路中のダイオードは、電圧降下がやや大きいの
で、通電時にその両端の電圧降下の小さい素子で短絡す
るようにすれば、更に効率を向上させることができる。

（発明の効果）以上のように、本発明によれば、スイッチング素子によ
りコンデンサの充放電を切り換え、その放電電流を出力
に供給するようにして電源電圧より高い直流電圧を得る
ようにし、充放電電流は必ず電源に直列に挿入したチョ
ークコイルを通じて行い、またコンデンサの充放電を２
相動作させることにより、チョークコイルの小形軽量化
が可能になり、更にスイッチング素子の損失が少なくか
つ出力電圧の脈動も小さい整数倍の直流電圧を得ること
が可能となった。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の第１実施例の回路図、第２図(a)(b)
(c)(d)は第１図のスイッチング素子のオン・オフ状態に
より第１図の等価回路図、第３図ないし第５図は第１図
の回路の動作説明に供する波形図、第６図は第２実施例
の回路図、第７図は第６図の等価回路図、第８図は第７
図の等価回路の動作説明に供する波形図、第９図は第６
図の詳細な等価回路図、第１０図は第９図の等価回路の
動作説明に供する波形図、第１１図は第９図の動作説明
に供する電圧・電流波形図、第１２図は第３実施例の回
路図、第１３図は第１２図の等価回路図、第１４図は第
４実施例の回路図、第１５図は第１４図の等価回路図、
第１６図は第１５図の等価回路の動作説明に供する波形
図、第１７図は第５実施例の回路図、第１８図は第６実
施例の回路図、第１９図は第１８図の変形回路図、第２
０図は第７実施例の回路図、第２１図は従来例の回路
図、第２２図は第２１図の回路の動作説明に供する波形
図、第２３図は第２１図の回路の動作説明に供する電圧
・電流波形図である。図中、符号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２はスイッチ
ング素子、Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２はダイオー
ド、Ｅ_Ｓは直流電源、Ｌはリアクトル、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ
０はコンデンサ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源に接続されたリアクトルと、出力
電圧の平滑用コンデンサとの間に直流電圧変換部を設
け、前記直流電圧変換部は、第１，第２スイッチング素
子と、前記両スイッチング素子のオン・オフにより充放
電動作する充放電コンデンサと、前記充放電コンデンサ
の充電経路と放電経路とを与えるダイオードとを備え、
第１スイッチング素子のオンにより前記充放電コンデン
サが前記ダイオードを介して充電され、第２スイッチン
グ素子のオンにより前記充放電コンデンサが前記ダイオ
ードを介して放電され、この放電電流が前記平滑用コン
デンサに与えられるものであり、前記両スイッチング素
子を交互にオン状態として前記直流電源の２倍の電圧を
得ることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】前記特許請求の範囲第１項に記載のＤＣ／
ＤＣコンバータにおいて、前記直流電圧変換部を２組有し、第１直流電圧変換部の
第１スイッチング素子と第２直流電圧変換部の第２スイ
ッチング素子とが同時にオンになる状態と、第１直流電
圧変換部の第２スイッチング素子と第２直流電圧変換部
の第１スイッチング素子とが同時にオンになる状態とを
交互に繰り返すＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】前記特許請求の範囲第１項または第２項に
記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記両直流電圧変換部内の第１，第２スイッチング素子
を同時にオンにするか、または同時にオフにするか、あ
るいは第３スイッチング素子により直流電源をリアクト
ルを介して短絡するモードを設け、前記モードがスイッ
チング素子のスイッチング周期に占める時間比を制御
し、この時間比により出力電圧を可変するＤＣ／ＤＣコ
ンバータ。
【請求項４】前記特許請求の範囲第２項に記載のＤＣ／
ＤＣコンバータにおいて、前記第１直流電圧変換部内のスイッチング素子の転流時
期と、第２直流電圧変換部内のスイッチング素子の転流
時期とが所定時間ずれるように、スイッチング素子にそ
の駆動信号を与えるＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】直流電源に接続されたリアクトルと、出力
電圧の平滑用コンデンサとの間に第１，第２直流電圧変
換部を設け、前記各直流電圧変換部はそれぞれ、第１，
第２スイッチング素子と、前記両スイッチング素子のオ
ン・オフにより充放電動作する充放電コンデンサと、前
記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与えるダ
イオードとを備え、第１スイッチング素子のオンにより
前記充放電コンデンサが前記ダイオードを介して充電さ
れ、第２スイッチング素子のオンにより前記充放電コン
デンサが前記ダイオードを介して放電され、この放電電
流が前記平滑用コンデンサに与えられるものであり、第
１，第２直流電圧変換部内の各充放電コンデンサに直列
にそれぞれ複数の直列コンデンサを接続し、第１直流電
圧変換部内の充放電コンデンサと直列コンデンサとから
の放電電流が第２直流電圧変換部内の充放電コンデンサ
と直列コンデンサに充電され、また第２直流電圧変換部
内の充放電コンデンサと直列コンデンサとからの放電電
流が第１直流電圧変換部内の充放電コンデンサと直列コ
ンデンサとに充電されるようにダイオードを接続構成
し、前記各直列コンデンサの最終段が前記平滑用コンデ
ンサに共通に接続され、各直流電圧変換部内のスイッチ
ング素子を順次オン・オフして、直流電源の整数倍の出
力電圧を得ることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】出力側に接続されたリアクトルと、出力電
圧の平滑用コンデンサと、直流電源に接続された直流電
圧変換部とを備え、前記直流電圧変換部は、第１，第２
スイッチング素子と、前記両スイッチング素子を介して
充放電される充放電コンデンサと、前記充放電コンデン
サの充放電経路を与えるダイオードとを含み、前記両ス
イッチング素子がオンとなる状態を周期的に切り換え、
一方のスイッチング素子のオンにより前記直流電源から
の電流を前記ダイオードを介して前記コンデンサに充電
するとともに他方のスイッチング素子のオンにより前記
ダイオードを介して該コンデンサの充電電圧を放電し、
この放電電流を前記リアクトル電流とすることを特徴と
するＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】前記特許請求の範囲第６項に記載のＤＣ／
ＤＣコンバータにおいて、前記直流電圧変換部を２組有し、前記両直流電圧変換部
内の充放電コンデンサの充放電動作をスイッチング素子
のオン・オフにより周期的に切り換え、第１直流電圧変
換部内の充放電コンデンサからの放電電流と、第１直流
電圧変換部内の充放電コンデンサからの充電電流とが前
記リアクトルを同一方向に流れ、前記両電流の和が、負
荷電流として供給されるＤＣ／ＤＣコンバータ。