JPH03101320A - ダイバーシチ制御装置 - Google Patents
ダイバーシチ制御装置Info
- Publication number
- JPH03101320A JPH03101320A JP1237789A JP23778989A JPH03101320A JP H03101320 A JPH03101320 A JP H03101320A JP 1237789 A JP1237789 A JP 1237789A JP 23778989 A JP23778989 A JP 23778989A JP H03101320 A JPH03101320 A JP H03101320A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- level
- comparator
- reference voltage
- receiver
- field strength
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は移動体通信などの無線通信に使用するダイバー
シチ制御装置に関する。
シチ制御装置に関する。
従来の技術
従来、この種のダイバーシチ制御装置は第５図に示して
いるようにそれぞれの空中線１および空中線３より電波
を受信し、復調出力と電界強度信号を出力する第１の受
信機２および第２の受信機４と、この第１の受信機２お
よび第２の受信機４のいずれか一方を選択するダイバー
シチ切換スイッチ５と、上記第１の受信機２および第２
の受信機４の電界強度信号を比較し、常に電界強度の強
い方の受信機を選択するようにダイバーシチ切換スイッ
チ５をＩＱ御するとともにノイズ混入等による電界強度
信号の微少変化に対して、ダイバーシチ切換スイッチ５
が過度に反応しないようにヒステリシス特性を有するコ
ンパレータ６と、このダイバーシチ切換スイッチ５を通
った復調出力信号を入力し、フィルタリング等の処理を
して音声信号とデータ信号に分離するベースバンド回路
７等で構成されている。
いるようにそれぞれの空中線１および空中線３より電波
を受信し、復調出力と電界強度信号を出力する第１の受
信機２および第２の受信機４と、この第１の受信機２お
よび第２の受信機４のいずれか一方を選択するダイバー
シチ切換スイッチ５と、上記第１の受信機２および第２
の受信機４の電界強度信号を比較し、常に電界強度の強
い方の受信機を選択するようにダイバーシチ切換スイッ
チ５をＩＱ御するとともにノイズ混入等による電界強度
信号の微少変化に対して、ダイバーシチ切換スイッチ５
が過度に反応しないようにヒステリシス特性を有するコ
ンパレータ６と、このダイバーシチ切換スイッチ５を通
った復調出力信号を入力し、フィルタリング等の処理を
して音声信号とデータ信号に分離するベースバンド回路
７等で構成されている。
発明が解決しようとする課題
しかしながら、上記従来のダイバーシチ制御装置ではコ
ンパレータ６の基準電圧が入力電界レベルによって変化
するため、ヒステリシス幅の中点が基準電圧からズレる
という問題があった。
ンパレータ６の基準電圧が入力電界レベルによって変化
するため、ヒステリシス幅の中点が基準電圧からズレる
という問題があった。
ヒステリシス幅は、大きすぎても小さすぎてもフェージ
ング条件下での音声信号の平均５ＩＮＡＤ特性（（Ｓ＋
Ｎ＋Ｄ）／ （Ｎ＋Ｄ）で定義され、Ｓは平均信号電力
、Ｎは平均雑音電力、Ｄは平均歪電力である。）および
データ信号平均誤り率特性を劣化させる。
ング条件下での音声信号の平均５ＩＮＡＤ特性（（Ｓ＋
Ｎ＋Ｄ）／ （Ｎ＋Ｄ）で定義され、Ｓは平均信号電力
、Ｎは平均雑音電力、Ｄは平均歪電力である。）および
データ信号平均誤り率特性を劣化させる。
これらの特性が最適になるようにヒステリシス幅を設定
しても、入力電界レベルによってヒステリシス幅の中点
が基準電圧からズレると、基準電圧に対する＋側と一例
のスレシュホールド電圧がアンバランスになり、上記特
性に悪影響をおよぼすという問題があった。
しても、入力電界レベルによってヒステリシス幅の中点
が基準電圧からズレると、基準電圧に対する＋側と一例
のスレシュホールド電圧がアンバランスになり、上記特
性に悪影響をおよぼすという問題があった。
本発明はこのような従来の問題を解決するものであり、
入力電界レベルが変化してもヒステリシス幅の中点が基
準電圧と一致しているようなダイバーシチ制御装置を提
供することを目的とするものである。
入力電界レベルが変化してもヒステリシス幅の中点が基
準電圧と一致しているようなダイバーシチ制御装置を提
供することを目的とするものである。
課題を解決するための手段
本発明は上記目的を達成するために、一方の受信機の電
界強度信号を基準電圧とする第１のコンパレータと、他
方の受信機の電界強度信号を基準電圧とする第２のコン
パレータとの出力を制御回路に入力し、この制御回路の
出力でグイバーシチ切換スイッチを制御するようにした
ものである。
界強度信号を基準電圧とする第１のコンパレータと、他
方の受信機の電界強度信号を基準電圧とする第２のコン
パレータとの出力を制御回路に入力し、この制御回路の
出力でグイバーシチ切換スイッチを制御するようにした
ものである。
作用
本発明は上記のような構成により、入力電界レベルの変
化によって、第１のコンパレータのヒステリシス幅の中
点が基準電圧からズしても、第１のコンパレータとは入
力を逆にした第２のコンパレータのヒステリシス幅の中
点は第１のコンパレータとは逆の方向ヘズレるため、こ
の両コンパレータの出力を制御回路によって合成するこ
とにより、ヒステリシス幅の中点の基準電圧からのズレ
を打ち消すことができる。その結果、入力電界レベルが
変化しても、ヒステリシス幅の中点が基準電圧からズレ
ないようにすることができる。
化によって、第１のコンパレータのヒステリシス幅の中
点が基準電圧からズしても、第１のコンパレータとは入
力を逆にした第２のコンパレータのヒステリシス幅の中
点は第１のコンパレータとは逆の方向ヘズレるため、こ
の両コンパレータの出力を制御回路によって合成するこ
とにより、ヒステリシス幅の中点の基準電圧からのズレ
を打ち消すことができる。その結果、入力電界レベルが
変化しても、ヒステリシス幅の中点が基準電圧からズレ
ないようにすることができる。
実施例
第１図は本発明の一実施例の構成を示すものである。第
１図において、１１．１３は空中線、１２．１４は第１
．第２の受信機、１５はダイバーシチ切換スイッチであ
りこれらは前記第５図に示す従来例と同じである。１６
は一方の受信機の電界強度信号を基準電圧とする第１の
コンパレータ、１７は他方の受信機の電界強度信号を基
準電圧とする第２のコンパレータ、１８は第１のコンパ
レータ１６の出力を直接入力し第２のコンパレータ１７
の出力をインバータ１８ａを介して入力する論理回路１
８ｂで構成され、ダイバーシチ切換スイッチ１５を制御
する１ｆ１１御回路、１９はダイバーシチ切換スイッチ
１５を通った復調出力信号を入力し、音声信号とデータ
信号に分離するベースバンド回路である。
１図において、１１．１３は空中線、１２．１４は第１
．第２の受信機、１５はダイバーシチ切換スイッチであ
りこれらは前記第５図に示す従来例と同じである。１６
は一方の受信機の電界強度信号を基準電圧とする第１の
コンパレータ、１７は他方の受信機の電界強度信号を基
準電圧とする第２のコンパレータ、１８は第１のコンパ
レータ１６の出力を直接入力し第２のコンパレータ１７
の出力をインバータ１８ａを介して入力する論理回路１
８ｂで構成され、ダイバーシチ切換スイッチ１５を制御
する１ｆ１１御回路、１９はダイバーシチ切換スイッチ
１５を通った復調出力信号を入力し、音声信号とデータ
信号に分離するベースバンド回路である。
第２図は上記第１のコンパレータ１６、第２のコンパレ
ータ１７として用いるヒステリシスをもたせたコンパレ
ータの例である。このコンパレータは入力１ （Ｖ、Ｎ
）が抵抗Ｒ１を介して非反転入力端子に供給され、入力
２（Ｖ、）が基準電圧として直接反転入力端子に供給さ
れ、出力が抵抗Ｒ２を介して非反転入力端子に帰還され
る構成であり、出力ＨレベルをＶ。Ｈ１出力Ｌレベルを
Ｖ。。
ータ１７として用いるヒステリシスをもたせたコンパレ
ータの例である。このコンパレータは入力１ （Ｖ、Ｎ
）が抵抗Ｒ１を介して非反転入力端子に供給され、入力
２（Ｖ、）が基準電圧として直接反転入力端子に供給さ
れ、出力が抵抗Ｒ２を介して非反転入力端子に帰還され
る構成であり、出力ＨレベルをＶ。Ｈ１出力Ｌレベルを
Ｖ。。
とすると、出力がＬレヘル→Ｈレベルとなるスレシュホ
ールドレベルｖＲ８Ｆ＋、および出力がＨレベル→Ｌレ
ベルとなるスレシュホールドレベルＶＲＥＦ−は次式で
与えられる。
ールドレベルｖＲ８Ｆ＋、および出力がＨレベル→Ｌレ
ベルとなるスレシュホールドレベルＶＲＥＦ−は次式で
与えられる。
ＶＲＥ、”＝ （１＋ Ｒ，／Ｒ２） Ｖ、−（Ｒ，／
Ｒ２） ｖｏＬＶＲ，、−＝ （１＋Ｒ，／Ｒ２） Ｖ
、−（Ｒ，／Ｒ２） Ｖｏ、。
Ｒ２） ｖｏＬＶＲ，、−＝ （１＋Ｒ，／Ｒ２） Ｖ
、−（Ｒ，／Ｒ２） Ｖｏ、。
ヒステリシス幅の中点は、
（ｖｐｉｅＦ” ”ＲＥＦ−） ／ ２＝ （１＋Ｒ，
／Ｒ２）Ｖ、−（Ｖｏ、＋ＶｏＨ）Ｒ，／２Ｒ２で与え
られ、ヒステリシス幅の中点が基準電圧■、と等しくな
る条件は、 ■＝（ｖｏＬ＋ＶｏＨ）／２ である。
／Ｒ２）Ｖ、−（Ｖｏ、＋ＶｏＨ）Ｒ，／２Ｒ２で与え
られ、ヒステリシス幅の中点が基準電圧■、と等しくな
る条件は、 ■＝（ｖｏＬ＋ＶｏＨ）／２ である。
第３図は入力電界レベル（ｄＢμ）に対する電界強度信
号（Ｖ）の特性例を示す。電界強度信号（Ｖ）は一般に
入力電界レベル（ｄＢμ）の−次間数であり、入力電界
レベルが一５ｄＢμ〜７０ｄＢμ程度の範囲でリニアに
変化する。
号（Ｖ）の特性例を示す。電界強度信号（Ｖ）は一般に
入力電界レベル（ｄＢμ）の−次間数であり、入力電界
レベルが一５ｄＢμ〜７０ｄＢμ程度の範囲でリニアに
変化する。
前記条件において、基準電圧Ｖ、はどちらかの受信機の
電界強度信号であるから、入力電界レベルによって変化
し、入力電界レベルＡ （ｄ８μ）のときのみ、この条
件を満足する。すなわち、入力電界レベル≠Ａ（ｄＢμ
）のときには、ヒステリシス幅の中点が基準電圧Ｖ、と
一致しないので、フェージング条件下においては、ヒス
テリシス幅の中点が基準電圧Ｖ、と一致することはまず
ないと考えてよい。
電界強度信号であるから、入力電界レベルによって変化
し、入力電界レベルＡ （ｄ８μ）のときのみ、この条
件を満足する。すなわち、入力電界レベル≠Ａ（ｄＢμ
）のときには、ヒステリシス幅の中点が基準電圧Ｖ、と
一致しないので、フェージング条件下においては、ヒス
テリシス幅の中点が基準電圧Ｖ、と一致することはまず
ないと考えてよい。
第４図上段はフェージング条件下でのそれぞれの受信機
１２および１４の電界強度信号を示す。
１２および１４の電界強度信号を示す。
これを第２の受信機１４の電界強度信号を基準とする相
対値で表すと第４図中段のようになる。
対値で表すと第４図中段のようになる。
次に上記実施例の動作について説明する。第１図におい
て、第１のコンパレータ１６の基準電圧は第２の受信機
１４の電界強度信号であるから、第１のコンパレータ１
６のスレシュホールドレベルは、Ｌレベル→Ｈレベルの
ときがＶＲＥＦ” （第２の受信機１４の電界強度信号
を基準とする相対値ではＶＲＥＦ Ｖｐ） 、Ｈレベ
ル→Ｌレベルの七きがＶ −（第２の受信機１４の電
界強度信号を基ＥＦ 準とする相対値では−（ｖＰ−ｖＲＥＦ−））となる。
て、第１のコンパレータ１６の基準電圧は第２の受信機
１４の電界強度信号であるから、第１のコンパレータ１
６のスレシュホールドレベルは、Ｌレベル→Ｈレベルの
ときがＶＲＥＦ” （第２の受信機１４の電界強度信号
を基準とする相対値ではＶＲＥＦ Ｖｐ） 、Ｈレベ
ル→Ｌレベルの七きがＶ −（第２の受信機１４の電
界強度信号を基ＥＦ 準とする相対値では−（ｖＰ−ｖＲＥＦ−））となる。
入力電界レベルがＡ（ｄＢμ）より小さいときは、第４
図中段に示すように（ｖＲ□＋−Ｖ、）＜（Ｖ、−Ｖ□
、−）の関係が成り立つ。入力電界レベルがＡ（ｄ８μ
）９１大きいときは、この逆となる。また、ｖＲＥ、＋
〉■、〉ｖＲＥＦ−ノ関係ハ入力電力レベルによらず、
常に成り立つ。
図中段に示すように（ｖＲ□＋−Ｖ、）＜（Ｖ、−Ｖ□
、−）の関係が成り立つ。入力電界レベルがＡ（ｄ８μ
）９１大きいときは、この逆となる。また、ｖＲＥ、＋
〉■、〉ｖＲＥＦ−ノ関係ハ入力電力レベルによらず、
常に成り立つ。
次に、第１図において、第２のコンパレータ１７は、第
１のコンパレータ１６と入力信号を逆にしているため、
第１の受信機１２の電界強度信号が基準電圧となり、出
力信号の論理が第１のコンパレータ１６とは逆になる。
１のコンパレータ１６と入力信号を逆にしているため、
第１の受信機１２の電界強度信号が基準電圧となり、出
力信号の論理が第１のコンパレータ１６とは逆になる。
従って、第２のコンパレータ１７のスレシュホールドレ
ベルは、Ｈレベル→ＬレベルのときがＶ−１Ｌレベル→
ＨレベルのときがｖＲＥＰ＋となＥＦ る。
ベルは、Ｈレベル→ＬレベルのときがＶ−１Ｌレベル→
ＨレベルのときがｖＲＥＰ＋となＥＦ る。
第４図下段は第１のコンパレータ１６の出力（第１図に
おけるＤ点）、第２のコンパレータ１７の出力を反転さ
せたもの（第１図におけるＥ点）、およびダイバーシチ
切換スイッチ１５の切換信号（第１図におけるＦ点）の
波形を示す。
おけるＤ点）、第２のコンパレータ１７の出力を反転さ
せたもの（第１図におけるＥ点）、およびダイバーシチ
切換スイッチ１５の切換信号（第１図におけるＦ点）の
波形を示す。
第２のコンパレータ１７の出力を反転させた波形（Ｅ点
）は、Ｌレベル→Ｈレベルのときのスレシュホールドレ
ベルが第２の受信機１４の電界強度信号を基準とする相
対値でｖ、−ｖＲＥＦ−１Ｈレベル→Ｌレベルのときの
スレシュホールドレベルが第２の受信機１４の電界強度
信号を基準とする相対値で−（ｖＲＥＦ”−ＶＰ ）と
なっており、第１のコンパレータ１６の出力波形（Ｄ点
）とは逆になっている。
）は、Ｌレベル→Ｈレベルのときのスレシュホールドレ
ベルが第２の受信機１４の電界強度信号を基準とする相
対値でｖ、−ｖＲＥＦ−１Ｈレベル→Ｌレベルのときの
スレシュホールドレベルが第２の受信機１４の電界強度
信号を基準とする相対値で−（ｖＲＥＦ”−ＶＰ ）と
なっており、第１のコンパレータ１６の出力波形（Ｄ点
）とは逆になっている。
従って、Ｄ点、Ｅ点ともにＨレベルになったとき、ダイ
バーシチ切換スイッチ１５の切換信号（Ｆ’ 点）がＬ
レベル→Ｈレベルになるように、また、Ｄ点、Ｅ点とも
にＬレベルになったとき、ダイバーシチ切換スイッチ１
５の切換信号（Ｆ点）がＨレベル→Ｌレベルになるよう
に制御回路１８を構成すれば、ダイバーシチ切換スイッ
チ１５の切換信号のスレシュホールドレベルは、Ｌレベ
ル→Ｈレベルのときが相対値でｖ、 ’ＲＥｆ” Ｈ
レベル→Ｌレベルのときが相対値で＝（ＶＰ ’ＲＥ
Ｆ−）となる。すなわち、ヒステリシス幅の中点が基準
電圧Ｖ、と一致するわけである。
バーシチ切換スイッチ１５の切換信号（Ｆ’ 点）がＬ
レベル→Ｈレベルになるように、また、Ｄ点、Ｅ点とも
にＬレベルになったとき、ダイバーシチ切換スイッチ１
５の切換信号（Ｆ点）がＨレベル→Ｌレベルになるよう
に制御回路１８を構成すれば、ダイバーシチ切換スイッ
チ１５の切換信号のスレシュホールドレベルは、Ｌレベ
ル→Ｈレベルのときが相対値でｖ、 ’ＲＥｆ” Ｈ
レベル→Ｌレベルのときが相対値で＝（ＶＰ ’ＲＥ
Ｆ−）となる。すなわち、ヒステリシス幅の中点が基準
電圧Ｖ、と一致するわけである。
第４図は入力電界レベルがＡ（ｄＢμ）より小さい場合
であるが、入力電界レベルがＡ（ｄＢμ）より大きい場
合についてもダイバーシチ切換スイッチ１５の切換信号
のヒステリシス幅の中点は基準電圧一致する。
であるが、入力電界レベルがＡ（ｄＢμ）より大きい場
合についてもダイバーシチ切換スイッチ１５の切換信号
のヒステリシス幅の中点は基準電圧一致する。
この場合には、Ｌレベル→Ｈレベルのスレシュホールド
レベルが相対値でＶ ”−Ｖ、、ＨレベＥＦ ル→Ｌレベルへのスレシュホールドレベルが相対値で−
（ＶＲＥ、＋ −ＶＰ）となる。
レベルが相対値でＶ ”−Ｖ、、ＨレベＥＦ ル→Ｌレベルへのスレシュホールドレベルが相対値で−
（ＶＲＥ、＋ −ＶＰ）となる。
以上説明したように、第１図に示す実施例構成によれば
、入力電界レベルによって、ダイバーシチ切換スイッチ
１５の切換信号のヒステリシス幅の中点が基準電圧から
ズレるという従来の問題点を解決でき、入力電界レベル
によらず、常にヒステリシス幅の中点が基準電圧と一致
しているダイバーシチ制御装置を実現することができる
。
、入力電界レベルによって、ダイバーシチ切換スイッチ
１５の切換信号のヒステリシス幅の中点が基準電圧から
ズレるという従来の問題点を解決でき、入力電界レベル
によらず、常にヒステリシス幅の中点が基準電圧と一致
しているダイバーシチ制御装置を実現することができる
。
発明の効果
以上のように、本発明によれば、一方の受信機の電界強
度信号を基準電圧とする第１のコンパレ−タと、他方の
受信機の電界強度信号を基準電圧とする第２のコンパレ
ータとの出力を制御回路に入力し、この制御回路の出力
でダイバーシチ切換スイッチを制御するように構成した
ので、ダイバーシチ切換スイッチの切換信号のヒステリ
シス幅の中点が基準電圧である一方の受信機の電界強度
信号と一致し、基準電圧に対する＋側と一例のスレシュ
ホールド電圧のアンバランスが生じない。
度信号を基準電圧とする第１のコンパレ−タと、他方の
受信機の電界強度信号を基準電圧とする第２のコンパレ
ータとの出力を制御回路に入力し、この制御回路の出力
でダイバーシチ切換スイッチを制御するように構成した
ので、ダイバーシチ切換スイッチの切換信号のヒステリ
シス幅の中点が基準電圧である一方の受信機の電界強度
信号と一致し、基準電圧に対する＋側と一例のスレシュ
ホールド電圧のアンバランスが生じない。
その結果、フェージング条件下での音声信号の平均５Ｔ
ＮＡＤ特性およびデータ信号の平均誤り率特性を大幅に
改善することができるという効果を有する。
ＮＡＤ特性およびデータ信号の平均誤り率特性を大幅に
改善することができるという効果を有する。
第１図は本発明の一実施例であるダイバーシチ制御装置
の概略ブロック図、第２図はヒステリシスをもたせたコ
ンパレータの一例を示す回路図、第３図は入力電界レベ
ルに対する電界強度信号の特性の一例を示す特性図、第
４図はフェージング条件下での電界強度信号および各部
の信号を示す信号波形図、第５図は従来のダイバーシチ
制御装置の概略ブロック図である。 １１・・・第１の受信機の空中線、１２・・・第１の受
信機、１３・・・第２の受信機の空中線、１４・・・第
２の受信機、１５・・・ダイバーシチ切換スイッチ、１
６・・・第１のコンパレータ、１７・・・第２のコンパ
レータ、１８・・・制御回路、１９・・・ベースバンド
回路。
の概略ブロック図、第２図はヒステリシスをもたせたコ
ンパレータの一例を示す回路図、第３図は入力電界レベ
ルに対する電界強度信号の特性の一例を示す特性図、第
４図はフェージング条件下での電界強度信号および各部
の信号を示す信号波形図、第５図は従来のダイバーシチ
制御装置の概略ブロック図である。 １１・・・第１の受信機の空中線、１２・・・第１の受
信機、１３・・・第２の受信機の空中線、１４・・・第
２の受信機、１５・・・ダイバーシチ切換スイッチ、１
６・・・第１のコンパレータ、１７・・・第２のコンパ
レータ、１８・・・制御回路、１９・・・ベースバンド
回路。
Claims (1)
- 電波を受信する空中線をそれぞれ有する第１、第２の受
信機と、その一方の受信機の電界強度信号を基準電圧と
する第１のコンパレータと、他方の受信機の電界強度信
号を基準電圧とする第２のコンパレータと、前記第１の
コンパレータおよび第２のコンパレータの出力を入力と
する制御回路と、前記制御回路の出力に応じて前記第１
、第２の受信機のいずれかを選択する切換スイッチとを
備えたダイバーシチ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1237789A JPH03101320A (ja) | 1989-09-13 | 1989-09-13 | ダイバーシチ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1237789A JPH03101320A (ja) | 1989-09-13 | 1989-09-13 | ダイバーシチ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03101320A true JPH03101320A (ja) | 1991-04-26 |
Family
ID=17020454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1237789A Pending JPH03101320A (ja) | 1989-09-13 | 1989-09-13 | ダイバーシチ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03101320A (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6054514A (ja) * | 1983-09-05 | 1985-03-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 比較回路 |
| JPS6292611A (ja) * | 1985-10-18 | 1987-04-28 | Oki Electric Ind Co Ltd | レベル比較装置 |
-
1989
- 1989-09-13 JP JP1237789A patent/JPH03101320A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6054514A (ja) * | 1983-09-05 | 1985-03-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 比較回路 |
| JPS6292611A (ja) * | 1985-10-18 | 1987-04-28 | Oki Electric Ind Co Ltd | レベル比較装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP1249081B1 (en) | Antenna diversity receiver | |
| US4823398A (en) | Diversity receiver | |
| JPS6223235A (ja) | ダイバ−シチ受信無線機 | |
| JP3973725B2 (ja) | 受信機 | |
| US6320913B1 (en) | Circuit and method for controlling transmission amplifiers | |
| EP0486181A2 (en) | Mobile radio telephone | |
| US6356746B1 (en) | Direct converting receiver | |
| JPH0697858A (ja) | 無線受信機 | |
| JP4510176B2 (ja) | 無線受信ユニットにおける有効信号の改善方法 | |
| JPH0511450B2 (ja) | ||
| JPH0715380A (ja) | 復調方式選択受信ダイバーシチ回路 | |
| JPH03101320A (ja) | ダイバーシチ制御装置 | |
| CN101154956A (zh) | 无线接收装置及半导体集成电路 | |
| EP0499800B1 (en) | Comparator device for space diversity receiver | |
| JP2000022468A (ja) | 自動利得制御方法、その装置および通信用受信装置 | |
| EP0732003B1 (en) | Fm demodulator with threshold extension and receiver comprising such an fm demodulator | |
| CN217335929U (zh) | 基于多级输出信号强度检测的agc实现电路及通信系统 | |
| US5436582A (en) | Comparator device for selecting received signals | |
| KR940011579B1 (ko) | 무선 전화장치 | |
| JPH07245539A (ja) | 自動利得制御回路 | |
| JPH0349480Y2 (ja) | ||
| JPS5917741A (ja) | スペ−ス・ダイバ−シテイ受信機の切換検知回路 | |
| JP2584428B2 (ja) | 受信用回路装置 | |
| SU720747A1 (ru) | Устройство дл автоматического выбора каналов св зи | |
| JPH06177804A (ja) | ダイバーシチ選択受信機 |