JPH03101515A - 自動適応等化配置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はトランスパーサルデジタルフィルタと、このフ
ィルタの出力側に設けられたエラー評価回路と、前記デ
ジタルフィルタの係数の自動適応処理を行うスイッチと
を具え、例えば、複２進技術により符号化されかつ疑似
静止チャネルを経て伝送されるデジタルサンプルを処理
する自動適応等化配置に関するものである。

（従来の技術） この種の自動適応等化配置はデジタル通信システムに用
いられている。

この通信システムでは、信号源により伝送されたシンボ
ルシーケンスをチャネルを経て搬送するようにしている
。このチャネルによって入力側に供給されるパルスの形
状を修正してその期間を増大するようにしている。これ
がため、順次のシンボルがオーバラップするようになる
。このオーバラップの現象を“符号量干渉”と称してい
る。これがため各シンボルを隣接のシンボルにより摂動
するとともにメツセージをサンプラにより再生するが、
スレシホルド検出器が誤りとなる場合がある。

（発明が解決しようとする課題） 伝送系に生じる符号量干渉は以下に示す種々の原因を有
する。

・無線リレイリンクでは、この符号量干渉は多重区分が
存在することによって発生する。２次区分（または反射
区分）の数、その遅延およびその関連する振幅は時間と
ともに変化する。従って、このチャネルは所定瞬時に特
徴付けられるだけである。

これは静止チャネルではない。

・ケーブルネットワーク、または集団配線ネットワーク
では、多重区分はしばしば２重区分により形成されるよ
うになる。２区分モデル（単一エコー）の場合には、発
生した歪みは線形フィルタ処理と等価となり、そのパラ
メータは時間とともに迅速に変化しなくなる。このチャ
ネルは静止チャネルと称される。

・更に、符号量干渉は受像機自体に、そのフィルタおよ
び復調回路によって、特に減縮側帯波振幅変調の場合に
おける復調の不完全さによって生じるようになる。

ビテルビ復号器はスレシホルド復号器よりも符号量干渉
に対する感度が良（な（、その性能は決して満足するも
のではないことは明らかである。

“■ＥＥＥトランザクションズ　オン　コミュニケーシ
ョン　テクノロジー”第Ｃｏｇｏ−１８巻、第５号、１
９７０年１０月、第６２５−６３２頁にＡＤＡＭ　ＬＥ
ＮＤＥＲが発表した論文“デシ−ジョン−ブイレフテッ
ドデジタルアダプティブ　イコライゼーシコン　テクニ
ックフォー　ハイ−スピード　デイグ　トランスミッシ
ョン”には、１０ビットの量子化を有する複２進信号用
に設計された等化器が記載されており、かつ、この場合
、確率的傾斜アルゴリズム用いている。信号の周波数は
４６００ユニツトパルスとする。

量子化ビットの数を減少したい場合には、アルゴリズム
の変換を困難とすることを確かめた。

本発明の目的は自動適応処理の始端および終端に対し、
特定の配列を行うことにより、Ｄ２−ＭＡＣ標準に従っ
てテレビジョン復号器に自動適応処理を用い、多くのコ
ンバーゼンスエラーを生じることなくフィルタ係数の量
子化ビットの数を減少し得るようにした自動適応等化配
置を提供することを目的とする。

（課題を解決するための手段） 本発明はトランスバーサルデジタルフィルタと、このフ
ィルタの出力側に設けられたエラー評価回路と、前記デ
ジタルフィルタの係数の自動適応処理を行うスイッチと
を具え、例えば、複２進技術により符号化されかつ疑似
静止チャネルを経て伝送されるデジタルサンプルを処理
する自動適応等化配置において、出力側のサンプルの値
が予定ウィンドのアンサンプルのウィンドの１つに位置
する際に前記係数の自動適応処理を停止する判定回路を
更に具えることを特徴とする。

ウィンドの１つに単一サンプルを位置させることは、係
数の自動適応処理を停止するには充分なことである。こ
れがため、この配置は最も簡単化することができ、しか
も、その効率は低下しない。

本発明の実施に当たり、前記ウィンドのアンサンプルを
３つのウィンドで構成し、第１のウィンドが零値サンプ
ルの正規レベルを囲み、第２のウィンドが高い値のサン
プルの正規レベルを囲み、第３のウィンドが低い値のサ
ンプルの正規レベルを囲むようにする。

また、各画像ラインの始端において、デジタル信号周期
中のみ自動適応処理を作動する手段を設けるようにする
。

更に、前記複２進信号周期に続く時分割多重化信号周期
に亘り前記フィルタを短絡する手段を具えるようにする
。

フィルタは８つの対称でない係数を有するフィルタとす
るのが有利であり、その主係数を第３係数とする。

処理のコンバーゼンスを簡単化するために、自動適応等
化配置には１、前記自動適応処理の開始時に前記主係数
を１とし、その他の係数をＯとする手段を設ける。

自動適応処理中は、前記スイッチによって２の負の幕に
等しい量をフィルタ係数の各々に加算するか、またはこ
れら係数の各々から減算し、このスイッチには調整すべ
き係数の各々に対し計数器を具え、この計数器のビット
で表わされる容量を前記フィルタ係数の量子化ビットの
数に等しくし、前記計数器の計数値を増分および減分し
て加算／減算を行うようにする。

本発明の好適な例では、前記判定回路を主としてＰＲＯ
Ｍと称されるリードオンリメモリによって構成し、この
ＰＲＯＭにデータフィルタ処理された信号をアドレスと
して供給し、このＰＲＯＭに関連する判定を表わすデジ
タル値を可能なアドレスの各々に含むようにする。

ビットの数を減少し、関連する回路を簡単化するため、
自動適応等化配置全体を集積化の形態で得ることができ
る。

（実施例） 図面につき本発明の詳細な説明する。

第１図に示すシステムでは、本発明自動適応等化配置を
複２進符号化デジタル信号によって説明する。また、本
発明は多重レベル符号化信号にも適用し得るものである
。第１図において、空中線２に到来するＤ２−ＭＡＣ／
パケット信号はケーブル配線ネットワーク１４を経て振
幅変調モード（配線センター４で行われる変調）で１つ
または複数のテレビジョン受像機（そのうちの１つを符
号５で示す）にリレーする。これがため、両側波帯変調
よりも少ないルームを占める利点を変調信号の同一通過
帯に対して有する減縮側帯波振幅変調を用いる。伝送系
および復調系のあるパラメータが理論的な原理を満足し
ない場合には、この変調により符号量干渉を生じる場合
がある。

考えられる復号の種類に対しては、振幅および減縮側帯
波振幅変調モード（通常のテレビジョン受像機のビデオ
合成出力と称される出力）で受像機５の補助入力側にベ
ースバンドでＤ２−ＭＭＣ／パケット信号を受信する。

素子７で復号を行うために、これら信号を処理し、音声
信号および同期信号を有する復号された画像信号を上記
補助入力側の端子に帰還せしめるようにする。本発明等
化器により補正すべき信号はＤ２−ＭＡＣ／パケット信
号の複２進時分割多重化部分である。これがため、等化
器は複２進データ復号回路の上流の素子７に位置させる
ようにする。即ち、その前段にアナログ−デジタル変換
器を設ける。

第２図の補正配置では、入力信号ｘｈ（ｋはサンプルの
時間係数）をデジタルトランスパーサルフィルタ２７に
供給する。かくしてフィルタ処理された信号ｙ、をスレ
シホルド比較器３３に供給し、ここで受信した信号のア
イパターン（第３図）の極性の各々の半一振幅に位置す
る２つのスレシホルドＬと比較するとともに比較結果に
よって前段信号に割当てるべき正規化された値（低、零
、高）を決めるようにする。この“決められた”信号ａ
ｈを有効な信号とする。この信号は素子３４に供給し、
これにより各サンプルに対する誤りｅ、を計算し得るよ
うにする。この誤りは正規化された振幅を有する“決め
られた”信号と、フィルタ処理された信号ｙｋとの間の
差である。この誤りｅ、をスイッチ３５に供給する。こ
のスイッチによってフィルタ係数を適応させて平均二乗
誤差を減少し得るようにする。このスイッチによってＮ
個の適応された係数Ｃ１をフィルタに供給する。

この場合、−船釣な状態で適応フィルタ係数、特に、自
動適応処理またはエコーキャンセリングを行うためのダ
イアグラムを用い得るには種々のモデルが存在する。

符号量干渉を抑制するためには、前記“決められた”シ
ンボルおよび実際に伝送されたシンボル間の平均二乗誤
差を最小とする必要がある。

適応フィルタ処理では、シンボルシーケンスは既知であ
り、受像機は決定された信号と比較するシーケンスの配
列を有する。即ち、推定は受信した信号で行う必要はな
い。この装置は歪みが著しい場合に作動するが、同期化
は困難である。

自動適応処理では、受信した信号を推定し、この推定を
基準信号として用いる。この配置は任意の情報で作動す
る。シーケンスの記憶は行われない。通常は、関連する
アルゴリズムは学習フェーズに先行する。

エコーキャンセラの場合には、摂動を既知とする必要が
ある。即ち、これを受信した信号から減算して伝送され
た信号を得るようにする。かかる配置は双方向通信ネト
ワークに確保されている。

本発明では前記摂動は未知とする。これがため、第３番
目の場合は除外されるようになる。第１番目に対しては
、シーケンスの情報ビットを受像機に絶えず記憶する必
要がある。これがため、ここで最も好適なものは自動適
応フィルタ処理である。

更に、この場合の伝送システムは著しい歪みを導入せず
、学習フェーズも必要ではない。

自動適応処理に対しては、２つの主最適化規準を用いる
ことができる。即ち、最大歪みの最小のもの、または、
平均二乗誤差最小のものを得る。ことができる。

これら規準を満足するには種々のアルゴリズムが存在す
る。

使用するアルゴリズムの主なものを以下に示す。

・最大歪みの最小のものを得るために用いる零コンバー
ゼンス、 ・平均二乗誤差を最初化するための確率的傾斜アルゴリ
ズム。

同様の複雑さを有するものに対し、前記確率的傾斜アル
ゴリズムは良好の性能を呈する。即ち、これが選択され
たアルゴリズムである。

今、Ｎ個の係数Ｃ６、・・・、Ｃｓ−１を有する非巡回
トランスバーサルフィルタを考察する。入力データおよ
び係数は次のように示すことができる。

Ｘｈ　　　　　　　　　　　ｌｃｏ　　１Ｘｈｌ　　　
　　　　　　　Ｃａ１ Ｘ、＝１　　　　及びＣ＝　　　　　１Ｘ　ｈ−Ｎ＋ｌ
ｌ　　　　　　　ｌ　ＣＭ−１１この信号は次のように
書換えることができる。

ｙｈ　＝　Ｃ”Ｘｂ ここにＣＴはＣの変換ベクトルを示す。

誤りｅｂは次式で示すようにｙｋおよび８４間の差で表
わす。

ｅｈ　＝　Ｃ”Ｘｈ−ａｍ ここで次に示す平均二乗誤差Ｊ（Ｃ）の最小化を関連す
るさせる。

Ｊ（Ｃ）＝Ｅ（ｌｅｍ１２）＝Ｅ（ＩＣ’Ｘ−ａ−１”
）　　　−（１）ここにＥは数学的確率である。式（１
）は時間平均に近い総合平均Ｊ（Ｃ）（次式）を示す。

Ｊ　、（Ｃ）　＝　ｋｌ−Σ　ｅｈ”　　　　　　＋＋
＋　　　（２）フィルタが定常作動で安定化する場合に
は、式（１）を次式で表わすこともできる。

Ｊ（Ｃ）＝　Ｃ’−Ｇ−Ｃ−２Ｃ”Ｖ＋ａ２ここに ａ２＝　Ｅ（ｌａ−１２） Ｇ　＝　Ｅ（Ｘ、・ＸｋＴ） Ｖ＝　Ｅ　（ｘｈ−ａｍ） ベクトルＣに対する平均二乗誤差Ｊ　（Ｃ）の傾斜は次
式で与えられる。

γＪ／γＣ＝２（ＧＣ−Ｖ） 前記傾斜が零の場合には最適のベクトルが得られる。こ
れがため、次式が得られる。

Ｃｏｐ、＝　Ｇ−’−Ｖ マトリックスＧが１でなく、ベクトルＣａ　ｐ　ｔが１
となる場合が有り得る。

ベクトルＣ６７１１に向かってコンバーゼンスを行うた
めには、決定傾斜アルゴリズムは巡回法を実行して各推
定後フィルタを次式で示すように修正する。

＝Ｃ（ｋ）−α・Ｅ（ｅｋＸｋ） ここにαはアルゴリズム増分と称される正の定数である
。等化器によって最小平均二乗誤差に状態で伝送された
シンボルの最良の推定を表わすサンプルｙ、を判定回路
に供給する。判定回路により発生した値をａｋとする。

ａ、の実数値を有さず、ａｈの実数値を有するため、こ
のａ、の実数値を実際に用いてアルゴリズムを実行する
。

実際には、数学的な確率を介在させるＥ（ｅｋＸｋ）の
計算は繊細となる。即ち、全平均値（１）が時間牟均値
（２）に近似する場合には、従って、ｋが大きくなる場
合には、瞬時値ｅ、・Ｘ、によって与えられる傾斜推定
が可能となり、係数は次式によって適応されるようにな
る。

ａｔ（ｋ＋１）　＝　ｃ：（ｋ）　−（Ｚ’ｅｂ”Ｘｈ
−＋　　・＋＋　　（３）確率的傾斜アルゴリズムの巡
回性によって平均化および最小化を行う。

この方法は以下に示す２つのフェーズを含む。

・フィルタの実際の状態Ｃでリンクされた推定誤差ｅｈ
がえられる際の実際のフィルタフェーズ、・ｅｈにより
制御され、Ｘｈにより制御されかつ増分αにより制御さ
れる適応フェーズ。

このアルゴリズムの利点は次の通りである。

・実行が複雑でない数種類の計算（フィルタ処理および
適応のための２Ｎ乗算、Ｎ加算、）、・更にこのアルゴ
リズムの簡単化されたバージョンによってシステムのコ
ストを低減することができる（定数ステップαの“ｓｉ
ｇｎ　（符号）”）。

これかため、この場合には式（３）の簡単化されたバー
ジョンを選択する。

ｃ　ｔ（ｋ＋１）　＝　ｃ　ｔ（ｋ）　−ａ　・ｓｇｎ
ｅ　ｈ”ｓｇｎＸ　ｋ−（ｓｇｎ　＝“ｓｉｇｎ　ｏｆ
”）　　　　　−（４）２つの符号の乗算に対し“排他
的−ＯＲ”を用いる場合には、この式の実行が可能とな
る。コンバーゼンスの精細度（残留平均二乗誤差の値）
およびコンバーゼンスの速度間の妥協を保証するステッ
プαを選択する場合には、誤差の推定のみを有すると云
う事実による問題および簡単化の問題を回避することが
できる。本発明では、コンバーゼンス速度は重要ではな
く、コンバーゼンスを保証するに充分小さいステップα
を選択するだけで良い。それにもかかわらず、等化器を
一般用に組込む場合には、ステップαを小さくし過ぎる
必要はもはやない。その理由はフィルタ係数の量子化（
即ち、保証する種々の個別の値の数値）がステップの逆
数に等しくなり、αを減少するにつれて乗算のコストが
増大するからである。

コンバーゼンスを保証され、満足な結果が与えられる８
つの係数を有するフィルタに対して、ステップα≦１　
／　２　’−Ｑ、　００８となることを確かめた。

好適な自動適応フィルタは次に示す特性を有する。

・８つの分散係数Ｃ−２、Ｃ−１、ＣＧ、ＣＩ、Ｃ２、
Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５を有するトランスバーサルまたは非巡
回型線形フィルタである。Ｃｏは主係数、Ｃ−２および
Ｃ−１を用いて復調摂動および遅延が５０〜５００ｎｓ
のエコーを補正する。

・最小平均二乗誤差の規準およびアルゴリズムによる符
号が付された決定傾斜に従う自動適応である。

・増分ステップがα＝０．００８であり、係数の量子化
が符号ビットを含む８ビットｙである。

第４図に示すトランスバーサルデジタルフィルタでは、
信号を上記説明に用いたものと同一の符号で示す。フィ
ルタの入力端子１１の信号Ｘｋを並列接続された１組の
乗算器３８に供給する（これら乗算器は全て同一構成と
し、説明の便宜上一番人側の乗算器にのみ符号を付して
示す）。各々の乗算器は第２図の素子３５から順次左か
ら右に乗算係数Ｃ−２、Ｃ−１、ＣＯ，ＣＩ、Ｃ２、Ｃ
３、Ｃ４、Ｃ５を夫々受ける。各乗算器からの信号は左
から右に毎回夫々遅延回路Ｔ、２Ｔ、３Ｔ、・・・、７
Ｔを経て加算器１２に供給する（符号Ｔ、２Ｔ、３Ｔ、
・・・、７Ｔは素子の基準数および遅延間隔を示す）。

加算器１２はその出力側に信号ｙ、を発生する。

第５図に示す完全な配置では、複２進信号を８本のワイ
ヤを具えるバス１１を経てデジタル形状で供給する。こ
の信号Ｘｈは自然ビットで表わさず、符号を付したビッ
ト（２つの補数）で示す。即ち、バス１１は７本の数値
ワイヤおよび１本の符号ワイヤを具える。信号ｘｋを第
４図に示すように構成されたデジタルフィルタ２７に供
給する。フィルタの出力信号ｙ、はスイッチレジスタ２
６を通過する。また、出力信号遅延回路２８に供給し、
これにより入力信号と同一で、クロック周期の所望数Ｒ
だけ遅延した信号を発生させ、フィルタ２７からの信号
に同期し得るようにする。この遅延した信号（Ｘ＝−）
をレジスタ２９に供給する。出力信号３１はレジスタ２
９からのフィルタ処理されていない信号Ｘｂ−ａまたは
レジスタ２６からのフィルタ処理されている信号ｙ、と
する。この信号を回路３６に供給し、誤差の符号ｓｇｎ
（ｅｈ）を直接法めるようにする。厳密に言えば、本発
明自動適応等化配置はスレシホルド比較器（説明の便宜
上比較器３３を示した）を用いず、以下に説明するリー
ドオンリメモリ（ＰＲＯＭ）を具える。信号ｙｋの所定
の値に対しａｋおよびｅｋを容易に決めることができる
。これを説明するために、値ｙ、を第３図の例により示
す。その値は最高のスレシホルドしよりも高く、従って
、ａｋの値は１となる。値ｙ、がａｋよりも高いため、
誤差の符号は正となる。ｙ、の何如なる値に対しても同
一の簡単な減算を行うことができる。実際上、ｙｋの値
は加算器によってＰＲＯＭに書込むとともに各アドレス
で関連する値ｓｇｎ（ｅ　ｈ）を上述したように書込む
。この値をワイヤ２２に供給する。この割込み２２およ
びバス１１から取出された信号ｘｋを搬送する符号ワイ
ヤ３２を排他的ＯＲゲート９の入力側に接続する。

また、ワイヤ２２は遅延回路１７に接続して、サンブル
Ｘ、の符号のため、ゲート９に供給される符号がサンプ
ルＸ、−１の符号となる。正の符号を示す１の状態およ
び負の符号を示す０の状態を選択する場合には、検証が
容易となり、これによる全ての場合を経てゲート９はそ
の出力側に次に示すような信号を発生する。

−ｓｇｎ（ｅ　ｈ）−ｓｇｎ（ｘ　ｍ−１）８つのフィ
ルタ係数を処理するためには、これらフィルタを記憶し
適応する構成が必要である。

即ち、上述したＡＤＡＭ　ＬＥＮＤＥＲにより使用され
た技術に従って、高速メモリまたはシフトレジスタによ
る直列メモリを用いる。この解決により場所を節約し得
るも、各係数に対する単一パルスでこれを読出し、適応
し書込むのが困難となり、適応時間が遅（なり、極めて
短いアクセス時間（＜　２５ｎｓ）が必要となる。また
、並列メモリを有するたの構成を選択することもでき、
この場合には、αによる乗算を行うために、各フィルタ
係数を計数器３８．３９．４０、・・・、４５の個別の
計数値によって示し、この数値を各計数器により記憶す
るとともにレジスタ２１を経てフィルタ２７に転送する
。調整すべき計数器に対応する計数器は±２７または±
１２８の容量で符号が付いたビットを計数し、即ち、そ
のビットで表わされる容量はフィルタ係数の量子化ビッ
トの数に等しくなる。これがため、１つずつの増分また
は減分は最大値が１２８の変化を表わし、従ってαの加
算または減算の範囲が狭くなる。符号Ｘｈ−＋およびｅ
、の請求項１に記載のに対応する変化を適用する場合に
は、式（４）から次式を導出することができる。

−ａ　・ｓｇｎ（ｅ　ｍ）ｓｇｎ（ｘ　ｈ−ｔ）この目
的のため、ゲート９の出力信号をこれら計数器に供給し
て、この出力信号が１であるか、または０であるかに従
って、加算または減算を指令し得るようにする。

特に市販の０２−ＭＭＣ／パケット信号復号器は２０．
２５ＭＨｚのサンプル速度で作動するが、Ｄ２−ＭＭＣ
／ＭＣ／バケット周期のビット速度は１０．１２５ＭＨ
ｚである。従って、復号器かかる復号器によって発生し
た信号を用いる場合にはその２番目毎のサンプルを本発
り発生し、アイパターン（第３図）の下側と同期する１
０．１２５ＭＨｚのクロック信号Ｈを、回路配置の全回
路、特に、ｓｇｎ（ｅ　ｈ）の読出しを開始する回路３
６に供給する。また、この信号を計数器およびレジスタ
２１に接続された管理回路１６にも供給する。この回路
はエネーブル入力端子によって所定瞬時に作動させる必
要のある計数器を示すために特に用いる。実際上、計数
器はクロック速度で順次にそれぞれ作動し、Ｘｂ−１の
ｉの値を常時補正し得るようにする。８クロック周期後
、計数器の全部が確立され、回路１６によってレジスタ
２１を経てフィルタ２７に係数値の供給を開始し得るよ
うにする。この瞬時に、管理回路１６は他の８クロック
周期を待機して係数の変化の影響がフィルタの出力側で
、従って、回路３６の出力側で完了し、従って、必要に
応じ係数の自動適応の他のサイクルを開始し得るように
する。

これがため、１組の回路１６．３８−４５．２１によっ
てフィルタ係数自動適応の自動適応処理を行うスイッチ
を構成する。

第３図には、３つのウィンドＦで構成されるアンサンプ
ルを構成するウィンドＦを示し、このウィンドのうち、
第１のウィンドによって零値サンプルの正規のレベルを
囲み、第２のウィンド高い値のサンプル（１）の正規の
レベルを囲み、第３のウィンドによって低いサンプリン
グ（−１）の正規のレベルを囲むようにする。この際、
値ｙ、がウィンドＦのうちの１つに含まれるか否か、ま
たはこれに依存するか否かを決めるのは明らかである。

前述したように、値ｙ、に対応する各アドレスに対し回
路３６がＰＲＯＭに符号ｅｂが含まれる。更に、値ｙｋ
がウィンドＦのアンサンプルのウィンドの１つに含まれ
るか否かを示す各アドレスでコードを書込む。これがた
め回路３６はワイヤ１９を経て回路１６にこのコードを
供給する判定回路となり、従って、回路１６によって計
数器の進段を停止し、即ち、値ｙ、がウィンドの１つに
検出される場合に係数の自動適応処理を停止する。ウィ
ンドの１つに検出される単一の値ｙｋは、処理を停止せ
しめるには充分であり、この条件は値ｙ、がウィンドの
外側に再び位置するまで継続されるようになる。

安全性の理由で、フィルタの主係数は自動適応処理から
除外され、レベル１に絶えず保持されるようになる。係
数の管理を複雑にすることなく、出力側の残留平均二乗
誤差を減少させるためには、８ビットの横方向の係数の
ダイナミックを保持しながら、２倍のダイナミック、即
ち、９ビットを主係数に示すのが有利である。後者の変
動振幅が主係数の１／２よりも高くない場合にはかかる
処理を達成することができる。考察するエコーの種類に
よっては、この推測を実行することができる。

自動適応フィルタはまず最初、少な（ともクロック同期
化がＤ２−ＭＡＣ／パケット信号復号器によって確立さ
れ、全帯域通過回路網として作動する。

この同期化が確立された後、複２進バースト（１０，５
μｓ）の期間に相当する信号を入力端子３０に供給し、
従ってレジスタ２９．２６および管理回路１６に供給し
得るようにする。この信号に基づき、回路１６はこの期
間（１０，５μｓ）に亘り自動適応処理を開始し、次い
でテレビジョンラインの休止期間（５３，５ｇ５）　。

に亘り自動適応処理を停止し得るようにする。信号３０
をレジスタ２６および２９にも供給してその１つの出力
を高インピーダンス状態にするが、他方の出力は使用す
るかまたは使用しないで、複２進の期間に亘すフィルタ
処理された信号を選択するとともにテレビジョンライン
の休止期間に亘りフィルタ処理しない信号を選択し得る
ようにする。テレビジョンラインのこの休止周期中フィ
ルタ処理しない信号を用いる。その理由は、サンプリン
グを２０．２５ＭＨｚで行うからであり、フィルタの処
理を論理的な理由で１０．１２５ＭＨｚで行う。種々の
変更によりフィルタを常時作動状態に保持しながらライ
ンの休止期間に亘りＭＡＣ素子の第２サンプル毎に、フ
ィルタ処理を行うようにする。

等化器が作動を開始すると、係数全部が計数器で値零と
なる。デジタルフィルタの特定の型では、フィルタの主
係数が常時１に保持されていても、等化器を作動開始す
る必要がある。この目的のため、管理回路１６を回路２
０に接続し、この回路２０により始動中レジスタからの
値１を主係数に対応する計数器に転送し得るようにする
。他の型のフィルタによっても、主係数を最終的に１に
設定することができる。

この自動適応フィルタの適宜の機能エネーブルえば電力
遮断後自動適応処理を再開始するために、マイクロプロ
セッサを有するテレビジョン受像機に用いるような回路
を設けるのが好適である。

また、本発明回路配置は、ＤＭＡＣ型の信号、或は高精
細度信号とともに用いる、しかもしかもこの場合数個の
変形を実施することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明自動適応等化配置を使用する状態を示す
説明図、 第２図は自動適応等化配置の要部を示すブロック図、 第３図はアイパターンを示す説明図、 第４図は本発明自動適応等化配置に用い得るトランスバ
ーサルフィルタの構成を示す説明図、第５図は自動適応
等化配置全体の構成を示すブロック図である。 空中線 配線センター テレビジョン受像機 回路素子 排他的−ＯＲゲート バス 加算器 ケーブル配線回路網 遅延回路 ２１　　・・・　レジスタ ２２　　・・・　ワイヤ ２６　　・・・　レジスタ ２７　　・・・　デジタルトランスバーサルフィルタ２
９　　・・・　レジスタ ３２　　・・・　ワイヤ ３６　　・・・　回路素子

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、トランスバーサルデジタルフィルタと、このフィル
   タの出力側に設けられたエラー評価回路と、前記デジタ
   ルフィルタの係数の自動適応処理を行うスイッチとを具
   え、例えば、複２進技術により符号化されかつ疑似静止
   チャネルを経て伝送されるデジタルサンプルを処理する
   自動適応等化配置において、出力側のサンプルの値が予
   定ウインドのアンサンプルのウインドの１つに位置する
   際に前記係数の自動適応処理を停止する判定回路を更に
   具えることを特徴とする自動適応等化配置。 ２、Ｄ＾２−ＭＡＣ標準を用いるシステムに使用するこ
   とを特徴とする請求項１に記載の自動適応等化配置。 ３、前記ウインドのアンサンプルを３つのウインドで構
   成し、第１のウインドが零値サンプルの正規レベルを囲
   み、第２のウインドが高い値のサンプルの正規レベルを
   囲み、第３のウインドが低い値のサンプルの正規レベル
   を囲むようにしたことを特徴とする請求項１または２に
   記載の自動適応等化配置。 ４、単一サンプルを前記ウインドの１つに位置させる設
   定は、前記係数の自動適応処理を停止するに充分となる
   ことを特徴とする請求項１〜３の何れかの項に記載の自
   動適応等化配置。 ５、各画像ラインの始端において、デジタル信号周期中
   のみ、自動適応処理を作動する手段を設けるようにした
   ことを特徴とする請求項１〜４の何れかの項に記載の自
   動適応等化配置。 ６、前記フィルタが８個の係数を有することを特徴とす
   る請求項１〜５の何れかの項に記載の自動適応等化配置
   。 ７、第３係数を主係数とするようにしたことを特徴とす
   る請求項１〜６の何れかの項に記載の自動適応等化配置
   。 ８、前記主フィルタ係数を９ビットで規定し、その他の
   係数を８ビットで規定するようにしたことを特徴とする
   請求項１〜７の何れかの項に記載の自動適応等化配置。 ９、前記自動適応処理の開始時に前記主係数を１とし、
   その他の係数を０とする手段を設けるようにしたことを
   特徴とする請求項１〜８の何れかの項に記載の自動適応
   等化配置。 １０、前記複２進信号周期に続く時分割多重化信号周期
   に亘り前記フィルタを短絡する手段を具えることを特徴
   とする請求項１〜９の何れかの項に記載の自動適応等化
   配置。 １１、自動適応処理を行う前記スイッチによって２の負
   の幕に等しい量をフィルタ係数の各々に加算するか、ま
   たはこれら係数の各々から減算し、このスイッチには調
   整すべき係数の各々に対し計数器を具え、この計数器の
   ビットで表わされる容量を前記フィルタ係数の量子化ビ
   ットの数に等しくし、前記計数器の計数値を増分および
   減分して加算／減算を行うようにしたことを特徴とする
   請求項１〜１０の何れかの項に記載の自動適応等化配置
   。 １２、前記判定回路を主としてＰＲＯＭと称されるリー
   ドオンリメモリによって構成し、このＰＲＯＭにデータ
   フィルタ処理された信号をアドレスとして供給し、この
   ＰＲＯＭに関連する判定を表わすデジタル値を可能なア
   ドレスの各々に含むようにしたことを特徴とする請求項
   １〜１１の何れかの項に記載の自動適応等化配置。 １３、前記デジタルサンプルを２０．２５ＭＨｚの速度
   で導入し、複２進信号周期中第２サンプル後とに処理を
   行う手段を具え、前記自動適応処理および実際のフィル
   タ処理を１０．１２５ＭＨｚのクロック速度で実行する
   ようにしたことを特徴とする請求項１〜１２の何れかの
   項に記載の自動適応等化配置。 １４、回路を集積化の形態で行うようにしたことを特徴
   とする請求項１〜１３の何れかの項に記載の自動適応等
   化配置。