JPH0310256B2 - - Google Patents

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JPH0310256B2
JPH0310256B2 JP58190029A JP19002983A JPH0310256B2 JP H0310256 B2 JPH0310256 B2 JP H0310256B2 JP 58190029 A JP58190029 A JP 58190029A JP 19002983 A JP19002983 A JP 19002983A JP H0310256 B2 JPH0310256 B2 JP H0310256B2
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signal
circuit
data
echo
sampling
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JP58190029A
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JPS5994928A (ja
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Burie Rishaaru
Berunaaru Ibu Gidoo Rowaku
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Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Original Assignee
Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
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Publication date
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Publication of JPH0310256B2 publication Critical patent/JPH0310256B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/235—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers combined with adaptive equaliser
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は受信路のベースバンド信号から遠方の
モデムにより送信されたデータ信号を再生するた
めに、少なくとも１個のトランスバーサルフイル
タを具え且つ送信路から信号を受取る調整自在の
処理回路を内蔵するエコーキヤンセラと、受信機
の判断回路により再生されたデータ信号を受取る
トランスバーサルフイルタを具える等化器と、受
信路のベースバンド信号から上記エコーキヤンセ
ラ及び等化器で発生した合成エコー信号及び合成
干渉信号を減算する減算回路とを具え、この減算
回路の出力信号をサンプリングしてエコーキヤン
セラと等化器とのフイルタ係数を調整するために
使用される誤差信号を形成する回路に加えるデー
タ伝送モデムで使用される受信機に関するもので
ある。
ベースバンド信号を処理する受信機は直接ベー
スバンドデータ伝送モデムで使用される。しか
し、この代りに受信信号を復調することにより得
られるベースバンド信号をこれらの受信機に加え
ることにより、これらの受信機を搬送波変調を用
いるデータ伝送モデムで使用することができる。
ここで考察する受信機では、受信データを正し
く再生するためにエコーキヤンセラと自己アダプ
テイブ等化器とを同時に用いる。エコーキヤンセ
ラの機能は全二重伝送の場合ローカルモデムの受
信等路内で、このモデムから送信され、遠方のモ
デムから発信された有益な信号に重畳されている
信号により生ずる不所望なエコー信号を自動的に
打消すにある。等化器の機能は以前に受信したデ
ータにより生じ、受信機の入力側に存在する各受
信データに重畳されている不所望な干渉信号を自
動的に打消すにある。
同時にエコーキヤンセラと等化器とを用いる受
信機がThe Bell System Technical Journal、
第58巻、第２号、1979年２月、第491〜500頁に公
表されているK.H.Muellerの「Combining Echo
Cancellation and Decision Feed−back
Equalization」と題する論文に記載されている。
而して、この受信機では、エコーキヤンセラと等
化器とのトランスバーサルフイルタの係数を同時
に減算回路の出力信号と受信機の判断回路で再生
されたデータ信号との間の差により形成される同
じ誤差信号を用いることにより調整しており、こ
の制御に用いられる基準はこの誤差信号の平均二
乗値を最小にするにある。この既知の受信機で
は、誤差信号をボー周波数でサンプリングし、受
信信号から減算すべき合成エコー信号と合成干渉
信号とをこれまたボー周波数に等しい同じサンプ
リング周波数で発生させている。しかし、上述し
た論文は受信のデータのクロツク再生という重要
な実際上の問題を吸つていない。このクロツクは
前記サンプリング周波数を供給し、エコー打消と
等化との質を大幅に決定するものである。
米国特許第4074086号明細書もエコーキヤンセ
ラと等化器とを具える受信機を開示しており、こ
れらの２個の回路は前述したMuellerの論文と同
じ態様で形成された同じ誤差信号で動作する。し
かし、この特許では、等化が異なる態様で行なわ
れる。即ち、受信路内で減算回路の手前、従つて
エコー打消を行なう前に配置したトランスバーサ
ルフイルタで行なつている。クロツク信号は受信
路の入力側に接続した回路で再生される。即ち、
未だ何のエコー打消プロセスも等化プロセスも受
けていない受信信号から出発して再生される。し
かし、この構造では、真に受信データと同期し、
雑音を含まないクロツクを得るのがむずかしく、
それ故正しく不所望なエコー信号と干渉信号とを
打消すのがむずかしく思われる。
本発明の目的は、十分な品質をもつて、同時に
エコーの打消と、等化と、クロツクの再生とが得
られる受信機を提供するにある。
本発明によれば、合成エコー信号と合成干渉信
号とを発生するエコーキヤンセラと等化器とを具
え、これらの合成信号が減算回路に加えられて受
信路のベースバンド信号から減算される受信機に
おいて、前記減算回路の出力信号を更にクロツク
再生回路から取出され、モデムにより送信される
信号に対してシヤノンの定理を満足するサンプリ
ング周波数でサンプリングした後、受信データの
クロツクを再生する回路に加えると共に、このサ
ンプリング周波数で合成エコー信号を発生するよ
うに構成したことを特徴とする。
このような受信機では組立体の収束が迅速に得
られ、このため安定した再生クロツクとエコー信
号及び干渉信号の打消とが得られることが実際に
判明している。これはクロツク再生回路と、エコ
ーキヤンセラと等化器とが同じ信号から出発する
この回路内で制御され、これらの動作が緊密に依
存することを考えると、可成り驚くべき結果であ
る。
実施例を挙げて図面につきなされる以下の判明
からどのようにして本発明が実施に移せるかを十
分に理解することができよう。
図面につき本発明を詳細に説明する。
第１図は受信機がエコーキヤンセラと等化器と
を具えるベースバンドデータ伝送モデムの構造を
示したものである。このモデムは単向送信路１
と、単向受信路２とを具え、両者がハイブリツド
結合回路４により双方向伝送線路３に結合されて
いる。
単向送信路１はクロツク信号Ｈにより決まる周
波数Ｆ＝１／Ｔでデータを生ずるデータ源５に接続 する。これらのデータは２レベル形又は多重レベ
ル形、即ち３レベル以上を有するものとすること
ができる。これらのデータは、第１図に示すよう
に、一般にエンコーダ６に加えられる。このエン
コーダ６は元のデータ信号より送信し、遠方のモ
デムでクロツク信号を再生するのに一層適したス
ペクトルを有する信号を発生する。２レベルデー
タの場合は、エンコーダ６で行なわれる符号化動
作は二相符号化とすることができ、これによれば
値「１」を有するデータは周波数がＦのクロツク
信号Ｈにより表わされ、値「０」を有するデータ
はこのクロツク信号の補数により表わされる。こ
のような２レベルの二相符号化された信号はゼロ
周波数成分を含まず、エネルギーの大部分は2F
迄延在する周波数帯域に集中している。エンコー
ダ６で行なわれる符号化動作は代りに擬似三元符
号化とし、正、負及びゼロレベルを有する信号が
２レベルデータ信号に対応するようにすることが
できる。信号が擬似三元符号化の特別な場合であ
る次数１のバイポーラ符号で符号化される場合
は、エネルギーの大部分は周波数Ｆ迄延在する帯
域内に集中する。エンコーダ６から出力された信
号はハイブリツト結合回路４の送信ポートに加え
られる前に送信側増幅器７で増幅される。このよ
うに単向送信路１内で処理されたデータ信号は双
方向伝送線路３を介して遠方のモデム（図示せ
ず）に送られる。
同じようにして遠方のモデムから送信されたデ
ータ信号は第１図に示したローカルモデムで受信
され、ハイブリツト結合回路４によりこのローカ
ルモデムの単向受信路２の入力側に選ばれる。こ
の単向受信路内で受信信号は先ず受信側増幅器８
で増幅され、次に受信機の判断回路９に運ばれ
る。この判断回路９はクロツク周波数Ｆ＝１／Ｔで 動作し、遠方のモデムから送られてきたデータに
依存してデータ信号を再生する。斯しくして、判
断回路９は多重レベル信号又は送信側でデータが
２相符号化されている場合は２レベルの二相符号
化信号若しくは送信側で２レベルデータが符号化
されていないか擬似三元符号化されている時は２
レベルの符号化されていない信号を再生できる。
判断回路９により再生されたデータ信号は任意で
あるが使用する前にデコーダ１０で復号してもよ
い。
判断回路９により再生されたデータ内には許容
し難い誤り率を課するおそれのある２個の不所望
な信号が含まれ、これらが遠方のモデムから送ら
れてき、受信路の増幅器８の出力側に現われる有
益なデータ信号ｓ(t)に重畳していることがある。
これらの２個の不所望な信号の一方はエコー信号
ε(t)であつて、これはローカルモデムから送信さ
れた信号がハイブリツト結合回路４の不可避的な
不完全さ及び伝送線路３内での信号の反射又はそ
のいずれか一方により生ずる。他方の不所望な信
号は（符号間）干渉信号Ｉ(t)として知られている
信号であつて、これは遠方のモデムから送られて
くるデータ符号により生じ、各データ符号が受信
路内に現われる前に送られてくる。この干渉信号
は振幅ひずみ及び位相ひずみ又はそのいずれか一
方によるものであつて、伝送線路３に悪影響を与
える。
受信路内でこれらの２個の不所望な信号ε(t)及
びＩ(t)を除去するため、前述したMuellerの論文
に記載されているように、共通の減算回路１１を
有するエコーキヤンセラと自己アダプテイブ等化
器とを同時に用いる。受信路２の受信側増幅幅８
により供給される信号はｓ(t)＋ε(t)＋Ｉ(t)と書く
ことができるが、これを減算回路１１の＋入力端
子に加える。減算回路１１の−入力端子には、エ
コーキヤンセラで発生した合成エコー信号ε^(t)と、
等化器で発生した合成干渉信号I^(t)との和である
信号ε^(t)＋I^(t)を加える。エコーキヤンセラと等化
器との組立体のコンバーゼンスが達成された時、
信号ε^(t)及びI^(t)は殆んど不所望な信号ε^(t)及び
Ｉ
(t)と等しくなり、減算回路１１の出力側には遠方
のモデムから来た有益なデータ信号ｓ(t)が得ら
れ、これが判断回路９で正しく処理されてデータ
を再生することができる。
エコーキヤンセラは調整自在のデイジタル処理
回路１２を具え、この中に少なくとも１個のトラ
ンスバーサルフイルタがあり、これがデータ源５
から供給される信号を受取り、デイジタルの形態
をした合成エコー信号を出力する。今の場合、デ
イジタル処理回路１２は唯一つのデイジタルトラ
ンスバーサルフイルタを具え、これがデータ源５
から送られてきたデータの周波数1/Tを有するサ
ンプリング瞬時nT（又は簡単のためｎ）で動作す
るものと仮定する。瞬時ｎにおいてデイジタル処
理回路１２を構成するフイルタに加えられるデー
タのサンプルをａ(n)とする。このトランスバーサ
ルフイルタは通常の方法で設けられ、各瞬時ｎに
おいてその入力端子に加えられたＮ個のサンプル
ａ（ｎ−ｉ）（担し、ｉは０からＮ−１迄の整数）
を蓄わえ、次式 ε^(n)＝N-1 〓i=0 Ci・ａ（ｎ−ｉ） (1) に従つて合成エコー信号ε^(t)のサンプルを計算す
る。但し、Ciはフイルタの係数である。
フイルタ係数Ciは調整可能であつて、制御回路
１３で、計算回路１４でデイジタル形態で作られ
た誤差信号eaの平均二乗値を最小にするように調
整させる。実際には、これは次の通常の漸化式 Ci（ｎ＋１）＝Ci(n)＋α・ａ（ｎ−ｉ）・ea(n) (2) に従つて係数Ciを繰り返し調整することにより得
ることができる。この式で、、ea(n)は反復回数ｎ
の瞬時ｎにおける誤差信号であり、αは１に対し
て小さい値を有し、反復回数ｎにおける係数Ci(n)
に、反復回数（ｎ＋１）における係数Ci（ｎ＋１）
を得るために加えらるべき修正項の大きさを決め
る一定の係数である。
自己アダプテイプ等化器はトランスバーサルフ
イルタ１５を具えるが、これが判断回路９で再生
された信号を受取り、デイジタルの形態で合成干
渉信号を出力する。今このデイジタルトランスバ
ーサルフイルタ１５は判断回路９により再生され
たデータの周波数1/Tを有するサンプリング瞬時
nTにおいて動作するものと仮定する。瞬時ｎに
おいてトランスバーサルフイルタ１５の入力端子
に加えられるデータのサンプルをｂ(n)とする。こ
のトランスバーサルフイルタは各瞬時ｎにおい
て、その入力端子に加えられたＭ個のサンプルｂ
（ｎ−ｊ）（但し、ｊは１からＭに至る整数であ
る）を蓄わえ、次式 I^(n)＝M 〓j=0 Gj・ｂ（ｎ−ｊ） (3) に従つて合成干渉信号I^(n)のサンプルを計算する
ように構成されている。但し、Gjはフイルタの
係数を表わす。
係数Gjは調整可能であつて、前の式(2)に似た
漸化式 Gj（ｎ＋１）＝Gj(n)＋β・ｂ（ｎ−ｊ）・eg(n) (4) に従つて制御回路１６で繰り返し調整される。
この式で、βは１に対し小さい値を有する一定
の係数で、eg(n)は計算回路１４で作られ、等化器
の係数を調整するために使用される誤差信号であ
る。
デイジタル信号ε^(n)とI^(n)とは加算回路１７で加
え合わされ、得られた和信号はデイジタル−アナ
ログ変換器１８でアナログ形態に変換され、得ら
れた補正信号ε^(t)＋I^(t)が減算回路１１の−入力端
子に加えられる。
Muellerの論文に記載されている既知の受信機
では、何時も同じ誤差信号を用い、夫々漸化式(2)
及び(4)に従つてエコーキヤンセラ及び等化器の係
数を制御している。この既知の受信機では、この
共通の誤差信号は周波数Ｆ＝１／Ｔで形成される。
蓋し、判断回路９により再生されるデータｂ(n)と
減算回路１１で作られる信号ｒ（ｔ）のサンプル
ｒ(n)との間の差が問題であり、サンプルｒ(n)は周
波数1/Tでサンプリングすることにより形成され
るからである。この既知の受信機では、デイジタ
ル信号ε^(n)とI^(n)とがこのサンプリング周波数Ｆ＝
１／Ｔで計算されるが、この周波数は、全周波数帯 域に亘つて、送信されてきた信号とほぼ同じ周波
数帯域、即ち、前述したように、２相符号化の場
合は０から2F迄延在する帯域、次数１のバイポ
ーラ符号化の場合は０からＦ迄延在する帯域を占
めるエコー信号と干渉信号とを打消すには不十分
である。この結果、減算回路１１から供給される
信号内に周波数1/Tを有する受信されたデータの
クロツクを再生できるようにする情報は得られな
い。残りの部分について云えば、この従来技術の
受信機には、受信されたデータのクロツクを再生
する回路がなく、受信機の全ての要素、殊にエコ
ーキヤンセラと等化器とを動作せしめ、等時性の
伝送系の場合は、ローカルなデータ源５を活性化
するクロツク再生回路がない。
前述した米国特許第4074086号に記載されてい
るように、ハイブリツト結合回路４から直接来た
受信信号にクロツク再生回路を作用せしめたい場
合はエコー信号ε(t)と干渉信号Ｉ(t)とにより生じ
た雑音を伴なうクロツク信号で満足せねばなら
ず、これはエコーキヤンセリング等化とには不十
分な品質しか有しない。
これらの欠点は、本発明によれば除去できる。
本発明によれば、減算回路から出力される信号ｒ
(t)をサンプルホールド回路１９でモデムから送信
される信号に対してシヤノンの定理をほぼ満足す
る周波数Faを有するサンプリング信号Haにより
サンプリングする。例えば、送信信号が２相符号
化されており、エネルギーの大部分が周波数帯域
０〜2Fに入る場合は、少なくとも4Fに等しいサ
ンプリング周波数を選ぶことができる。説明を簡
単ならしめるため、以后２相符号化された送信信
号を用い、サンプリング周波数Faは4Fに等しい
ものと仮定する。このようにしてサンプリングホ
ールド回路１９でサンプリングされ、出力された
信号は判断回路９及び誤差計算回路１４に与えら
れるだけでなく、周波数Ｆを有する再生されたク
ロツク信号Ｈを出力するクロツク再生回路２０に
も与えられる。このクロツク再生回路２０は、例
えば、デイジタル位相ロツクループによりそれ自
体は既知の方法で形成され、サンプリング回路１
９でされた信号ｒ(t)の転換により局部クロツクを
同期させる。送信信号が２相符号化される場合
は、信号ｒ(t)が各ビツト期間Ｔに対して２個の転
換を有する。
タイミング回路２１では、クロツク再生回路２
０から供給され、周波数Ｆ＝１／Ｔを有する再生さ れたクロツク信号Ｈからエコーキヤンセラ及び等
化器のための種々の制御周波数を有する制御信号
が取り出される。このタイミング回路２１は２相
符号化の場合は4Fに等しいサンプリング周波数
Faを有し、サンプルホールド回路１９を制御す
る信号Haを供給する。
本発明に係る受信機では、デイジタル処理回路
１２によりサンプリング周波数Faを有する合成
エコー信号が作られる。サンプリング周波数Fa
＝4Fを用いる時は、タイミング回路２１により
作られたサンプリング信号H0ないしH3を用いて
データ源５により作られたデータ信号ａ(n)に働ら
きかける４個の同一のトランスバーサルフイルタ
（図示せず）によりデイジタル処理回路１２を作
れることが知られている。これらのサンプリング
信号H0ないしH3は同じ周波数1/Tを有し、互に
Ｔ／４だけ位相がずらされている。デイジタル処理
回路１２を構成する４個のトランスバーサルフイ
ルタは、式(1)に従つて、夫々合成エコー信号ε^0
(n)、ε^1(n)、ε^2(n)、ε^3(n)を形成するが、これら
の合
成エコー信号は順次に互にT/4だけずれた瞬時に
サンプリングされる。これらの合成エコー信号ε^0
(n)ないしε^3(n)は多量化されてデイジタル処理回路
１２の出力端子に周波数Fa＝4Fでサンプリング
された合成エコー信号ε^(n)を作り出す。デイジタ
ル処理回路１２を構成する４個のトランスバーサ
ルフイルタの係数を修正するために、計算回路１
４でサンプリング周波数Fa＝4Fでエコーキヤン
セラの誤差信号eaを計算する。この誤差信号は制
御回路１３に加えられ、時間的に分散させられ、
４個の誤差信号ea0ないしea3を形成する。これら
の誤差信号は各々周波数Ｆ＝１／Ｔでサンプリング される。デイジタル処理回路１２の４個のトラン
スバーサルフイルタの係数はこれらの誤差信号
ea0ないしe03を夫々用いて式(2)に従つて繰り返し
調整される。
サンプリング周波数Fa＝4Fを用いることによ
り前述したようにして合成エコー信号ε^(n)を形成
した場合は、エコー信号ε(t)は周波数1/Tを有す
る二相符号化されたデータ信号の大部分が入る０
から2F迄の広い帯域で打消される。等化器につ
いて云えば、合成エコー信号を形成するのに使用
されたのと同じ高い値のサンプリング周波数で合
成干渉信号I^(n)を形成することが絶対に必要とい
う訳ではないことが知られている。２相符号化さ
れた信号の例では、サンプリング周波数Fg＝2F
を用いて合成干渉信号I^(n)を形成することがでる。
そしてこの場合は、等化器のトランスバーサルフ
イルタ１５はタイミング回路２１から供給される
周波数Fgを有する信号Hgを受取り、この周波数
で判断回路９により再生されたデータ信号ｂ(n)を
サンプリングする。トランスバーサルフイルタ１
５では、この周波数Fg＝2Fで、式(3)に類似する
式に従つて合成干渉信号I^(n)のサンプルが計算さ
れる。トランスバーサルフイルタ１５の係数を修
正するため、このサンプリング周波数Fg＝2Fで
計算回路１４で等化器の誤差信号egを計算する。
そしてこの誤差信号egを制御回路１６に加え、こ
の制御回路１６内で漸化式(4)に従つてトランスバ
ーサルフイルタ１５の係数を繰り返し調整する。
減算回路１１で作られた信号を同時にクロツク
再生回路２０と、エコーキヤンセラ及び等化器の
ための誤差信号を計算する回路１４とに加える前
にシヤノン周波数でサンプリングし、また少なく
ともエコーキヤンセラがこのシヤノンサンプリン
グ周波数で動作するこの構造の受信機では、実際
に可成り驚くべき結果が生じ、組立体の収束が速
く、これが安定した再生クロツクと、不所望なエ
コー信号及び干渉信号の打消しとして現われる。
エコーキヤンセラと等化器のトランスバーサル
フイルタの係数を調整するために、エコーキヤン
セラに関する未公開のフランス国特許願第
8216998号と、等化器に関する未公開のフランス
国特許願第8216997号とに記載されている態様で
形成された誤差信号を用いると殊に満足のゆく動
作が得られる。本願人によるこれらの特許願によ
れば、エコーキヤンセラ又は等化器のフイルタ係
数が現在のサンプリング瞬時においてその瞬時に
おける訂正された受信信号（エコー信号又は干渉
信号）の値と、前のサンプリング瞬時における訂
正された信号の値との間の差を作ることにより決
められる。なお、この後者の訂正された信号の値
は予め現在のサンプリング瞬時における再生され
たデータ信号の値と、前のサンプリング瞬時にお
ける再生されたデータ信号の値との間の比が乗算
されている。また、係数の修正を行なうか行なわ
ないかはこれらの２個の再生されたデータ信号の
値がゼロと異なるか、これらの値の少なくとも一
つがゼロに等しいかに依存する。誤差信号を計算
するために用いられ、必ずしも直前の瞬時でなく
てもよい現在のサンプリング瞬時と前のサンプリ
ング瞬時とがデータの期間Ｔだけ分離されている
時は、現在のサンプリング瞬時nT（又は記載を簡
単にするためｎと書く）における誤差信号ｅ(n)は
次のように書ける。
ｅ(n)＝ｒ(n)−ｒ（ｎ−１）・ｂ(n)／ｂ（ｎ−１）(
5) ここでｒ(n)とｒ（ｎ−１）とは夫々サンプリン
グ瞬時ｎと（ｎ−１）とにおける訂正された受信
信号の値であり、ｂ(n)とｂ（ｎ−１）とは夫々サ
ンプリング瞬時ｎと（ｎ−１）とにおいて再生さ
れたデータ信号の値である。
遠方のモデムにより送信されてきたデータ信号
が２レベル信号であるか又は２レベル信号擬似三
元符号化から生じたものである場合は、判断回路
により再生されたデータ信号は訂正された信号の
符号により特徴づけられる正及び負のレベルを有
する。それ故、この場合はｂ(n)＝Sgo〔ｒ(n)〕及び
ｂ（ｎ−１）＝Sgo〔ｒ（ｎ−１）〕となる。但し、 Sgo〔 〕は「〔 〕の符号」を意味する。この
場合前記の式(5)は次のように書ける。
ｅ(n)＝ｒ(n)−ｒ（ｎ−１） ・Sgo〔ｒ(n)〕・Sgo〔ｒ（ｎ−１）〕 (6) 第２図は本発明に係る受信機の一実施例を示し
たものであり、これは、エコーキヤンセラと等化
器のトランスバーサルフイルタの係数を調整する
ために、前記の２個の特許願に記憶されている手
順に従つて形成された誤差信号を利用する。一例
として、第２図は再生されたデータ信号が正のレ
ベルと負のレベルを有し、従つて式(6)が有効で且
つ再生されたデータ信号がゼロレベルを取ること
はないから係数の修正が何時も行なわれる場合を
示す。この第２図では、第１図の要素と同じ機能
を有する要素には同一の符号を与えてある。
第２図に示した例でば、サンプリング回路１９
で受信され、訂正された信号ｒ(t)がデータの周波
数1/Tの４倍に等しい周波数Faでサンプリングさ
れ、ｎを−∞から＋∞迄延在する整数とし、ｑが
値０、１、２、３をとるとした時サンプリング瞬
時ta＝ｎ（１＋ｑ／４）Ｔと書けるものと仮定してい る。判断回路９では、データｂ(n)が周波数1/Tで
瞬時nTにおいて、量Sgo〔ｒ(n)〕の形態をして再
生される。誤差信号ｅ(n)は全てのサンプリング瞬
時taにおいて周波数Faで計算されねばならない。
計算回路１４はこの誤差信号ｅ(n)を計算する部
分２５を具える。この回路部２５はサンプリング
回路１９の接続端子に接続され且つ遅延Ｔを生
じ、従つてｎで特徴づけられる瞬時において入出
力２つの端子に夫々信号ｒ(t)の２つの値ｒ(n)とｒ
（ｎ−１）とが得られる遅延回路２６を具える。
この遅延回路２６の入力端子と出力端子に夫々回
路２７及び２８を接続するが、これらの回路２７
及び２８は判断際路９と丁度同じように、例え
ば、反転入力端子がゼロ電位にある比較回路によ
り構成され、従つて、夫々量Sgo〔ｒ(n)〕及び Sgo〔ｒ（ｎ−１）〕を出力する。排他的論理和回
路２９は積Sgo〔ｒ(n)〕・Sgo〔ｒ（ｎ−１）〕を作る
。
そして乗算回路３０が積ｒ（ｎ−１）・Sgo〔ｒ
(n)〕・Sgo〔ｒ（ｎ−１）〕を作る。そして減算回路
３１は＋入力端子が遅延回路２６の入力端子に接
続され、−入力端子が乗算回路３０の出力端子に
接続され、式(6)に従つて誤差信号ｅ(n)を作る。
第２図に示した受信機の例では、このようにし
て形成された誤差信号ｅ(n)を直接エコー・キヤン
セラと等化器のフイルタ係数を調整するために使
用することはしない。先ず、誤差信号の符号だけ
で係数を計算できる既知の方法に従つて、回路３
２で量Sgo〔ｅ(n)〕を作る。
等化器について云えは、フイルタ１５の係数を
調整するために、サンプリング周波数Faで形成
された量Sgo〔ｅ(n)〕の各他方を保つだけで形成さ
れる信号egを用いる。この動作はフリツプフロツ
プ３３により行なわれるが、このフリツプフロツ
プ３３は回路３２の出力端子に接続されると共
に、クロツク入力端子が周波数Fg＝Fa／２を有する 信号Hgを受取る。このようにして合成干渉信号I^
(n)と同じ周波数Fgを有し、式(4)に従つてトラン
スバーサルフイルタ１５の係数を調整するために
用いられる信号egが作られる。
前述したようにデイジタル処理回路１２を構成
する４個のトランスバーサルフイルタにより周波
数Faで合成エコー信号ε^(n)を作るエコーキヤンセ
ラについて云えば、サンプリング周波数Faで形
成される信号Sgo〔ｅ(n)〕を直接用いてこれらのフ
イルタの係数を調整することもできるが、前述し
たフランス国特許願第8216998号に記載されてい
るエコーキヤンセラの実施例では、以下のように
して論理回路３４で作られる信号eaを用いて式(2)
に従つてこれらの係数を調整する。この論理回路
３４は一方の入力端子で回路３２から供給される
信号Sgo〔ｅ(n)〕を受取り、もう一つの入力端子で
回路２７から供給される信号Sgo〔(n)〕を受取る。
論理回路３４は２ビツト信号eaを出力するように
設けられており、これらの２個のビツトで表わさ
れる数は量Sgo〔ｅ(n)〕とSgo〔ｒ(n)〕とが異なる値
を有する時はゼロに等しく、量Sgo〔ｅ(n)〕とSgo
〔ｒ(n)〕とが同じ値＋１又は−１を有する時は
夫々＋１又は−１に等しい。前記フランス国特許
願第8216998号に示されているように、エコー信
号ε(t)が受信された有益な信号ｓ(t)よりも高いレ
ベルにある時、即ち、エコーキヤンセラの収束の
初めにおいては信号Sgo〔ｒ(n)〕の残留エコー信号
を低下させる作用が中心となり、エコー信号ε(t)
が受信された有益な信号ｓ(t)よりも低いレベルに
ある時、即ち残留エコー信号が十分に打消されて
いる時は信号Sgo〔ｅ(n)〕の作用が中心となる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明に係る受信機を内蔵するデータ
伝送モデムのブロツク図、第２図は本発明に係る
受信機の一実施例のブロツク図である。 １……単向送信路、２……単向受信路、３……
双方向伝送線路、４……ハイブリツド結合回路、
５……データ源、６……エンコーダ、７……送信
側増幅器、８……受信側増幅器、９……判断回
路、１０……デコーダ、１１……減算回路、１２
……デイジタル処理回路、１３……制御回路、１
４……計算回路、１５……トランスバーサルフイ
ルタ、１６……制御回路、１７……加算回路、１
８……デイジタル−アナログ変換器、１９……サ
ンプルホールド回路、２０……クロツク再生回
路、２１……タイミング回路、２５……誤差信号
ｅ(n)を計算する部分（回路部）、２６……遅延回
路、２７，２８……Sgo〔 〕を作る回路、２９…
…排他的論理和回路、３０……乗算回路、３１…
…減算回路、３２……Sgo〔ｅ(n)〕を作る回路、３
３……フリツプフロツプ、３４……論理回路。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 受信路のベースバンド信号から遠方のモデム
    により送信されたデータ信号を再生するために、
    少なくとも１個のトランスバーサルフイルタを具
    え且つ送信路から信号を受取る調整自在の処理回
    路を内蔵するエコーキヤンセラと、受信機の判断
    回路により再生されたデータ信号を受取るトラン
    スバーサルフイルタを具える等化器と、受信路の
    ベースバンド信号から上記エコーキヤンセラ及び
    等化器で発生した合成エコー信号及び合成干渉信
    号を減算する減算回路とを具え、この減算回路の
    出力信号をサンプリングしてエコーキヤンセラと
    等化器とのフイルタ係数を調整するために使用さ
    れる誤差信号を形成する回路に加えるデータ伝送
    モデムで使用される受信機において、前記減算回
    路の出力信号を更にクロツク再生回路から取出さ
    れ、モデムにより送信される信号に対してシヤノ
    ンの定理を満足するサンプリング周波数でサンプ
    リングした後、受信データのクロツクを再生する
    回路に加えると共に、このサンプリング周波数で
    合成エコー信号を発生するように構成したことを
    特徴とするデータ伝送モデムで使用される受信
    機。 ２ 合成干渉信号を少なくとも合成エコー信号を
    発生するサンプリング周波数の半分に等しいサン
    プリング周波数で発生するように構成したことを
    特徴とする特許請求の範囲第１項記載のデータ伝
    送モデムで使用される受信機。 ３ エコーキヤンセラと等化器のフイルタ係数を
    現在のサンプリング瞬時において、このサンプリ
    ング瞬時の減算回路の出力信号の値と、予じめ現
    在のサンプリング瞬時の再生されたデータ信号の
    値と前のサンプリング瞬時の再生されたデータ信
    号の値との間の比を乗算した前のサンプリング瞬
    時の減算回路の出力信号の値との間の差を形成す
    ることにより決まる信号から取出された誤差信号
    により調整し、前記２個の再生データ信号の値が
    ゼロから異なるか又はこれらの２個の値の少なく
    とも一方がゼロに等しいかに依存して係数を修正
    したりしなかつたりするように構成したことを特
    徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項に記載
    のデータ伝送モデムで使用される受信機。
JP58190029A 1982-10-15 1983-10-13 デ−タ伝送モデムで使用される受信機 Granted JPS5994928A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

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FR8217289A FR2534754A1 (fr) 1982-10-15 1982-10-15 Recepteur pour modem de transmission de donnees, comportant un annuleur d'echo et un egaliseur
FR8217289 1982-10-15

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS5994928A JPS5994928A (ja) 1984-05-31
JPH0310256B2 true JPH0310256B2 (ja) 1991-02-13

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ID=9278307

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JP58190029A Granted JPS5994928A (ja) 1982-10-15 1983-10-13 デ−タ伝送モデムで使用される受信機

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EP (1) EP0107246B1 (ja)
JP (1) JPS5994928A (ja)
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CA (1) CA1211524A (ja)
DE (1) DE3375871D1 (ja)
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