JPS6173431A

JPS6173431A - エコ−除去方法

Info

Publication number: JPS6173431A
Application number: JP19611084A
Authority: JP
Inventors: Akira Kanemasa; 金政　晃
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-09-19
Filing date: 1984-09-19
Publication date: 1986-04-15

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、２線双方向デイジタル伝送を実現するための
エコー除去の方法に関する。

（従来技術の問題点）ベア線を用いて２線双方向デイジタ、ヤ伝送を実現する
ための公知の技術としてエコーキャンセラが知られてい
る（アイイーイーイー・トランプクシ１ンズ・オン・ア
クースティクスースピーチ・アンド・シグナル・プロセ
ッシング（ＩＥＥＢＴＲＡＮＳＡＣ’Ｊ’ｌ０ＮＳ　Ｏ
Ｎ　ＡＣＯＵＳ’ｒＩＣ８，５ＰＢＥ−ＣＨ，ＡＮＤ　
５ＩＧＮＡＬ　ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ　）　２７巻６号
、　　１９７９年、７６８〜７８１ページ）。エコーキ
ャンセラは、エコーのインパルス応答の長さ分のタップ
係数を持つ適応型（アダプティブ）フィルタを用いて送
出データ系列に対応した擬似エコー（エコーレプリカ）
ｔｌ−生成することにより、２線／４線変換回路にて送
信回路から受・信回路に漏れ込むエコーを抑圧するよう
に動作する。この時適応フィルタの各タップ係数は、エ
コーと受信信号が混在した混在信号からエコーレプリカ
を差引いた差信号と送出データとの相関をとることによ
り遂次修正される。このような適応フィルタの係数修正
即ち、エコーキャンセラーの収束アルゴリズムについて
は前記参考文献に記載されており。

その代表的なものとして、ストキャーステック・イタレ
ーシッン・アルゴリズム（Ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃ自ｅｒ
ａｔｉｏｎ　ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）とサイン・　アルコ
リズムが知られている。

２．１１双方向デイジタル伝送を実現するＫは、　ＬＳ
Ｉ化か必要であり、最近著しい技術進歩をとげているデ
ィジタル・デバイス技術を適用できる方式が望ましい。

この時、前述の適応型フィルタとしてディジタルフィル
タを用いて構成しようとするとアナログ／ディジタル（
Ａ／Ｄ）コンＩく一部及びディジタル／アナログＣＤ／
Ａ）コンバータが必要となる。このうちＤ／Ａコンバー
タの所要ビット数はシステムの要求条件から定まり、例
えば公衆通知網の加入者線への応用では、１２ビット程
度必要とされる。一方、Ａ／Ｄコンバータの所要ビット
数は、システム条件のみならず、前述のエコーキャンベ
ラの収束アルゴリズムにも依存する。

例゛えば、公衆通信網の加入者線に応用する場合、スト
キャーステックｅイタレーションーアルゴリズムを採用
すると８ビツト８度必要であるのに対し、サインやアル
ゴリズムでは１ビツトですむという特徴がある。ところ
が、サイン・アルゴリズムでは、前述の差信号の極性に
よｐ、適応フィルタのタップ係数の修正全行なうため、
差信号中に含まれている残留エコーの極性と差信号の極
性とが一致しなくなると、適応動作が不可能になるとい
う問題が生じる。例えば、伝送路符号としてバイフェー
ズ符号のような２値打号を使用した場合受信信号の存在
により、残留エコー（エコーとエコーレプリカとの差〕
レベルが受信信号レベルと同等程度になると前述の問題
が発生する。そこでこの間ｆｆｌ？解決するための従来
技術につい−て次に述べる。

第５図は、サイン参アルゴリズムを採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである。ここで第５
図の回路は、２＃！伝送路４を介して対向で接続されて
いるものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一方
は局ＩＩＣ，他方は加入者側に設置される。ここでは説
明を簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第
５図を加入者側回路として説明す石。

第５図において、入力端子１には２値データ系列が供給
され送信部３及びアダプティブ・ディジタル・フィルタ
８に入力される。送信部３にて、２値データ系列は伝送
路符号に変換された後、ハイブリッド・トランス（ＨＹ
Ｂ）３を介して２線伝送路４に送出される。一方、送信
部２にて発生された送信信号の一部はエコー成分として
ノ・イブリッド・トランス３の出力に現われローパス・
フィルタ（ＬＰ１″゛）５に供給される。また、第５図
の回路に対向した相手側（今の説明では局側となる）か
ら送出された受信信号は、２．ｌｉｌ伝送路４及びハイ
ブリッド・トランス３を介してローパス・フィルタ５に
供給される。従って、ローパス・フィルタ５の出力は、
受信信号とエコーが混在した混在信号となる。なおロー
パス・フィルタ５の役割は所望の信号帯域以外の周波数
成分を抑圧することテアル。ローパス・フィルタ５の出
力は減算器１０に供給される。ここで、アダプティブ・
ディジタルフィルタ８、Ｄ／Ａコンバータ（Ｉ）ＡＣ）
　　９、減算器１０、加算器１１、極性判定回路１２及
び乗算器１３から成る閉ループ回路は、ローパス・フィ
ルタ５の出力である混在信号甲のエコーを除去するよう
に動作する。これは、アダプティブ°ディジタルフィル
タ８がエコーレプリカを生成することにより実現される
。そこでアダプティブ・ディジタルフィルタ８について
詳細に説明する。

第６図は、第５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ
８の詳細ブロックを示したものである。

第６図における入力信号１０５及び１０６はそれぞれ第
５図の入力端子１から供給された２値データ系列（＋１
または−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に対応し
ている。また、第６図における出力信号ＩＱ７は、第５
図のアダプティブ・ディジタルフィルタ８の出力信号に
対応している。２値データ系列１０５は、遅延素子１０
０ｍ１乗算器１０１−１ＩＯＩｓ　、・・丁、１０１Ｒ
−、及び係数発生器Ａ、　、　Ａ、　、・・・・・・、
　Ａ　１１−１に供給される。Ｔ秒の遅延を与える遅延
素子１００ｓ、１００會、・・・・・、１０ＯＮｙＲ□
　は、この順に接続されており、各々クリップ・フロッ
プで実現することができる。ここでＮ及びＲは正繋数で
ちり、ＲはＮの約数とする。

また２値データ系列１０５のデータレートは１／Ｔビッ
ト／秒でちる。遅延素子１ｏｏｉ（に１．２゜・・・、
Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ、乗算器１０１．。

１０１、十、、　　・・・・、１０１Ｊ十Ｒ−１及び係
数発生器Ａｊ、Ａｊ＋＋　、・・・・・・”’Ｊ＋Ｒ−
ｓ￥ζ供給される。

但し、Ｊ＝夏×Ｒである。乗算器１０１に、１０１に＋
Ｒ１・・・・、　１０１に十ｓ−Ｒ（Ｋ＝０．　１．　
　・・・・・・、Ｒ−１）では、それぞれ係数発生器Ａ
Ｋ、Ａに＋８．・・・・・・。

八に十Ｎ−Ａ　　の出力である各係数と入力データが掛
けられた後、各乗算結果は、すべて加算器１０２ＫＫ入
力され加算される。Ｒ個の加算器１０２．。

１０２工、・−・・、１０２ａ−ｒの出力はスイッチ１
０３の入力接点となる。スイッチ１０３はＴ砂金周期と
する多接点スイッチであり、Ｒ個の加算器１０２．。

１０２ｓ、・・・・・・＋　　１０２　Ｒ−１の出力を
この順にＴ／Ｒ秒毎に選択して出力し、出力信号１０７
となる。

出力信号１０７はエコーレプリカであり、Ｔ／Ｒ秒毎に
エコーレプリカが発生される。Ｒは補間定数（インター
ボレージ！Ｉ／・ファクタ）と呼ばれ所要の信号帯域内
でエコーを除去するために通常Ｒｉ２以上の整数となる
。一方、スイッチ１０３と同期して動作するスイッチ１
０４は、スイッチ１０３と入出力が逆転している。即ち
スイッチ１０４は、入力１′ぎ号１０６をＴ／Ｒ秒毎に
Ｒ個の接点に順番に分配する機能ｒ果す。スイッチ１０
４の各接点出力は、同期して動作するスイッチ１０５に
対応した接点に入力される信号経路に存在する係数発生
器に供給されている。

次に係数発生回路について詳細に説明する。

第７図は第６図の係数発生器Ａｔ（ｌ＝０・工・・・・
・・・、Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したものである
。第７図の入力信号２００は、　第６図における２値デ
ータ系列１０５又は遅延素子１００ｚ、１００麿。

・・・・・＋１００ＨｙＲ−４の出力信号に対応してい
る。

また、第７図の入力信号２０１は、第６図におけるスイ
ッチ１０４の接点出力に対応している。

さらに、第７図の出力信号２０３は、第６図における係
数発生器Ａｔの出力に対応している。第７図において入
力信号２００及び２０１は乗算器２０４に供給されその
乗算結果は加算器２０５の一方の入力となる。加算器２
０５の出力はＴ秒の遅延素子２０６全介し帰還されてお
り、７秒毎に行なわれる係数の更新は、乗算器２０４に
供給されている入力信号２００及び２０１の相関値と１
サンプル前の係数値に加えることにより実現される。出
力信号２０３が係数である。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
グチイブ・ディジタルフィルタ８によジ発生されたエコ
ーレプリカは、Ｄ／’Ａコンバータ９に供給され、ディ
ジタル信号からアアログ信号に変換されて減算器１０の
一方の入力となる。減算器１０では、ローパスフィルタ
５の出力信号である混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信
号〕）からエコーレプリカを差引いた差信号（＝〔残留
エコー〕＋〔受信信号〕。但し〔残留エコー〕＝〔エコ
ー〕−〔エコーレプリカ〕）が得られ、受信部６、加算
器１１及び振幅制御回路１４に供給される。

受信部６では、クロックの抽出、受信信号の復調などが
行なわれ、識別されたデータは出力端子７に現われる。

撮幅制御回路工４は、ランダム信号発生器１５にて発生
されたランダム信号の最大振幅値を、減算器１０の出力
である差信号の振幅又は電力を参照して制御するという
機能を果す。振幅制御回路１４にて制御された最大振幅
をもつランダム信号は、加算器１１の一方の入力となる
。減算器ｌＯの出力である差信号と、振幅制御回路１４
の出力である振幅制限を受けたランダム信号は加算器Ｉ
ＮＣて加算された後、極性検出器１２にてその極性のみ
検出される。さらに、極性検出器１２の出力は乗算器１
３にて２α（αは正数）倍された後、誤差信号としてア
ダプティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。第６
図の入力信号１０６が誤差信号に対応している。ここで
前述のアダグチイブ−ディジタルフィルタ８が適応動作
を行なうためには極性検出器１２にて、残留エコーの極
性を正しく検出することが必要となる。ところが減算器
ＩＯの出力である差信号の中には、受信信号が含まれて
いるから、第５図において、減算器１０の出力を直接極
性検出器１２に入力したと仮定すると、残留エコーレベ
ルが受信号レベルと同等程度になると、極性検出器１２
の出力では残留エコーの極性が正確に得られなくなって
しまう。従って、アダグチイブ・ディジタルフィルタ８
の適応能力が失なわれることになる。

そこで、従来は、第５図に示したように、加算器１１．
振幅制御回路１４及びランダム信号発生器１５を付加し
て、減算器１０の出力信号である差信号に受信信号レベ
ルと同等程度のランダム信号を加えることによりアダプ
ティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作を保証すると
いう方法が用いられていた。この方法は、受信信号と同
等レベルのランダム信号を差信号に加えることにより、
受信信号をキャンセルする確率を発生させる。この確率
は極性検出器１２にて、残留エコーの極性が正しく得ら
れる確率となるから、アダプティブ・ディジタルフィル
タ８の適応動作が保証されることに；２る。

ところが、第５図に示した従来の方法では、ランダム信
号の発生が必要となると共に、所望のエコー抑圧度を得
るためには、差信号Ｐこ加えるべきランダム信号の最大
値を受信信号レベルと同程度に保つという複雑な制御？
必要としハードウェア規模が大きくなるという欠点があ
った。また、誤差信号の極性を用いてタッグ係数の更新
を行ってｂるため、サイン・アルゴリズムを採用した従
来の方法では、収束時間か長いという欠点があった。

（発明の目的）そこで本発明の目的は制御が簡単でかつノ・−ドウエア
規模の小さいエコー除去の方法を提供するととＫある。

また、本発明の別の目的は、収束時間の短いエコー除去
の方法を提供することにある。

（発明の構成）本発明によれば２線７４線変換回路の４線側にてアダプ
ティブ・フィルタに、ｌ）発生される擬似エコーを用い
て送信回路より受信回路へ漏れ込むエコー金除去するた
めのエコー除去方法であって該エコーと受信信号が混在
した混在信号から該蒙似エコーを差引いて差信号ケイＩ
Ｉた後、該差信号から該差信号を遅延させた稈延信号を
加算も１．りは減算することによジ〆１の誤差信号金求
め、該擬似エコーの極性と該第１６誤差信号の極性との
相関をと９、該相関信号を定数倍して得た信号に該第１
のψ差信号の陰性を付与して第２の誤差信号を生成し、
該第２の誤差信号を該アダプティブ書フィルタに帰還さ
せるようにしたことを特徴とするエコー除去方法が得ら
れる。

（発明の原理）本発明の第１のポイントは、受信アイパターンの特性に
注目し、受信信号がキャンセルされる確率が零にならな
いように以下のように構成した。

即ち２値打号系を含む伝送路符号の受信アイバター／の
特性によれば、現在の値と、ｌＴ抄（ｌは正整数）前の
値がほぼ同一の値又は、逆極性で各各の絶対値がほぼ同
一の値となる確率の最小値は零でないある正の値をとる
。従って差信号（＝残留エコー十受信信号）について、
現在の値と６Ｔ秒前の値の差又は相をとることに、ＩＩ
：り、受受信化成成分零でないある正の直の確率でキャ
ンセルされることＫなる。それ故、その差又は和の極性
全検出すれば、残留エコーの符号が零でないある正の値
の確率で検出で盗るから、アダプティブ・フィルタの適
応動作が保証さ１．る。

本発明のＭ２のポイントは、アダプティブ・フィルタの
タップ係数の更新の際、ステップ・サイズ金適応的に変
化はせるという点ンζある。本発明では、残留エコーが
大きい場合には、９（以エコーの極性と残留エコーの極
性とが強い相関をもつのに対し、残留エコーが小さい場
合には、両者は相関をもたないという点に注目し、前記
相関値に依存して、ステップ・サイズを適応的に変化さ
せる。

それ故、収束時間を従来に比べて大幅に短縮することが
可能となる。

（実施例）次に図面全参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である。

同図において、第５図と同一の参照番号全付与された機
能ブロックは、第５図と同一の機能をもつ４のとする。

第１図と第５図の相異点は、減算器１６及び１秒の遅延
を与える遅延素子１７から成る回路と、補間フィルタ２
２の有／無と、極性検出器１９、相関器２０及び乗算器
２１から成る回路の３点であ！ν、その他の構成は第５
図と全く同一である。これらの相異点について説明する
前に全体の構成について簡単に述べる。入力端子ｌに供
給された２値データ系列は、送信部２及びアダプティブ
・ディジタルフィルタ８に供給される。送信部２にて２
値データ系列は伝送路符号に変換された後、ハイブリッ
ド・トランス３を介して２線伝送路４へ送出される。

ここに、ハイブリッド・トランス３のインピーダンス不
整合に起因して、送信部２の出力が受信回路へエコーと
して漏れ込みローパス・フィルタ５に供給される。一方
、受信信号も伝送路４及びハイブリッド・トランス３を
介してローパス・フィルタ５に供給される。ローパス・
フィルタ５にて不要な高周波成分を抑圧された混在信号
（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕）は減算器１０に供給さ
れる。

そこで、アダプティブ・ディジタルフィルタ８にて生成
ぢれた擬似エコー（エコーレプリカ）は、Ｄ／Ａコンバ
ータ９によりアナログ信号に変換された後、補間フィル
タ２２を介して減算器ＩＯＫ入力される。従って、減算
器１０の出力である差信号（＝〔混在信号〕−〔エコー
レフリカ）＝（エコー〕＋〔受信信号〕−〔エコーレプ
リカ〕）の成分Ｏうち、残留エコー〔＝〔エコー）−（
エコーレプリカ〕）が受信信号に比べて十分小さくなれ
ば、受信信号は受信部６にて正確に復調され、出力端子
７には受信された２値データ系列が現われる。なお、補
間フィルタ２２け、Ｄ／Ａコンバータ９の出力に含まれ
ている高層ｅ成分を抑圧する機能を果すものである。

ここで、アダプティブ・ディジタルフィルタ８゜Ｄ／Ａ
コンバータ９、補間フィルタ２２、減算器１０、減算器
１６、極性検出器１２及び乗ｔ１［器１３から成る閉ル
ープ回路け、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適
応動作を実現するものである。

アダプティブ・ディジタルフィルタ８の構成については
、第５図の従来例で説明したものと同様に第６図及び第
７図に示した構成と同一で良い。

優性検出器１２の出力は乗算器１３にて、乗笥器２１の
出力と掛けられ誤差信号としてアダプティ・ディジタル
フィルタ８に供給される。

次に極性検出器１２の出力と、減算器１０の出力である
差信号の残留エコー成分の極性との関係について詳細に
説明するが、その前に伝送路符号について述べるつ第２図は、２値打号の代表例を示したものであり同図（
ａｌは、バイアｘ−ズ符号！＆、　（ｂ）ＦｉＭＳＫ　
（ミニマム・シフト・キーイング）符号のパルス波形を
それぞれ示す。

第２図（ａ）　Ｋ示したように、バイク二−１符号では
°０“及び１”のデータに対し極性の反転したパルス波
形を割当てる。両者のパルスは共に、１ビット幅Ｔ秒の
中心で極性が反転してかり、１ビツト内で正負がバラン
スしているという特徴にもっている。こＡＫ対し、第２
図（ｂ）に示したように、ＭＳＫ符号では４腫類のパル
ス波形を用意する。

即ち、“Ｏ“及び”１“のデータに対しそれぞれ極性の
反転したのモードと○モードの２ｉ４ｆｆのパルス波形
を用意する。

これら２種類のモード遷移は、第２図（ｂｌの太い矢印
で示されており、現時点のモードは、１ピア）前のモー
ドＫＪ：り決定される。このＮ１５Ｋ符号は、ピットの
境界にて必ず極性が反転するという特徴をもっている。

なお、ＭＳＫ符号では１１１　　に対しては、１ビ、ト
内で正負のバランスが取られているが、°０“に対し７
ては、　正負がバランスしていない。しかしながら、第
２図（１））のモード遷移を示す太い矢印の方向から明
らかなように、連続するピット系列内で”０“が偶数個
存在すれば正負のバランス位数れており、ＤＣ成分はほ
とんど無視できると言える。第２図に示した伝送路符号
は、第１図の送信部２ＶＣて出力されることＫなる。

は、第２図に対応してそれぞれバイ７工−ズ符号及びＭ
ＳＫ符号の受信アイパターンである。

同図に示すように、受信アイパターンは、高域成分がカ
ットされ丸みを帯びたものとなる。今、第３図（ａｌに
注目する。Ｔ秒離れた４組のサンプル点の組合せをそれ
ぞれ（ｔ・、ｔ０′ン、　　（１１，１１／）。

Ｏｓ、１．　／）及び（ｔｓ、ｔｓ’）と仮定する。こ
の時、１＝１□’　　（ｍ＝Ｏｎ　　１１　２．３）の
サンプル値からｔ　＝　ｔｍ　のサンプル値を差引いた
値をＡｍとすれば・Ａ、ｎ　　は表１のように与えられ
ることがわかる。

・Ｏｏと“ｌ“の出現確″４は等しく　十　であると仮
定すると、Ａ・＝Ｏ１Ａｓ　＝Ｏ１Ａ−”Ｏ及びＡ、二
〇となる確率は１表１よりそれぞれ士１士、十及び１と
なる。この例では第３図ｆａｌＫ示すＴ秒離れた４組の
サンプル点について考えたが、同図より明らかなように
、どのような位相をとっても％Ｖ負の逆転は別にして表
１に示す以外のパターンはあり得ないことがわかる。従
って、現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引
いた値が零となる確率の最小値は十となる。次に第３図
（ｂｌ図のＭＳＫ符ずの受信アイパターンについて考え
ると、第２図（ｂｌのモード遷移全参照してＡ１．ｌは
表２のように与えられる。

”０”と“１“の出現確率は等しく各々十であると仮定
すると、Ａ＝　＝Ｑ、　ＡＩ　＝０．Ａｍ　＝Ｑ及びＡ
、＝０となる確率は、表２よジそれぞれ１，１１士及び
十となる。この例では第３図（ｂ）に示すＴ秒離れた４
組のサンプル点くついて考えたが、同図より明らかなよ
うに、どのような位相全とっても正／負の逆転は別にし
て、表１′ＶＣ示す以外のパターンはち力得ないことが
わがる。従って、Ｍ８に符号の場合にも、現在のサンプ
ル獲からＴ秒前のサンプル値を差引いた値か零となる確
率の最小値は士となる。　以上、バイ７工−ズ符号及び
Ｍ８に符号を例に挙げて述べたように、　現在のサンプ
ル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が零となる確
率の最小値は共に十となることがわかる。これらの符号
以外の伝送路符号についても同様に考えると、前記確率
の最小値は零でない値をもつことは明らかである。さら
に、今までは、現在のサンプル値からＴ秒（データレー
トはＩ／Ｔピット／秒とする。）前のサンプル値を差引
いた値を対象としてきたが、現在のサンプル値からｌ・
Ｔ秒（ｌは正整数）前のサンプル値を差引いた値が零と
なる確率の最小値も同様に士となることがわかる。次に
、この確率がエコーキャンセラの適応動作の中でどのよ
うな意味を持つかについて第１図を参照して説明する。

第１図に示す本発明の一実施において、参照数字１７は
Ｔ秒の遅延金与える遅延素子、参照数字１６１ま減算器
参照数字１２は極性検出器である。ここで、アダグチイ
ブ・ディジタルフィルタ８が適応動作を行なうためには
、極性検出器１２にて、＄ｃ算器１ｏの出力である差信
号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕−〔エコーレプリカ〕
）中に含まれる残留エコー〔イエコー〕−〔エコーレプ
リカ〕）成分の極性が正確に得られる確率が零でないと
いう条件が必要であることは前に述べた。第１図におい
て、減算器１６及び遅延素子１７はこの条件を満足する
目的で付加されたものであり、減算器１７の出力には、
現在の値からＴ秒前の値を差引いた値が現われるように
なっている。

表１及び表２の説明で述べたように、減算器１ｏの出力
である差信号の中の受信信号成分は、減算器１６の出力
では、確率十以上で受信信号が零になることは明らかで
ある。一方、減算器１６の出力に含まれている残留エコ
ー成分について考えると、現在の残留エコーの値からＴ
秒前の残留エコーの値を差引いた値が残留エコー成分と
して減算器１６から出力される。現在の残留エコーの値
とＴ秒前の残留エコーの値とは無相関であるから、Ｔ秒
前の残留エコーの値は、ランダム雑音とみなすことがで
きる。Ｔ秒前の残留エコーの値の振幅分布は正負対称で
あり、振幅ｄがｌｄｌ≦δ（但し乏δ）となる確率は、
零でなくある正の値をとる。従って、減算器１６の出力
信号を入力とする極性検出器１２にて、黒布の残留エコ
ーの極性が正確に出力される確率は零でないある正の値
をとることがわかる。それ故、アダプティブ・ディジタ
ルフィルタ８の適応動作が保証されることＫなる。なお
、第１図では遅延素子１７はＴ秒の遅延を与えるものと
して説明したが、表１及び表２の説明の中で述べたよう
に、遅延量としてｌ−Ｔ秒（ｌは正整数）としても同様
の効果が得られる。

次に、第１図の相関器２０の動作について説明する。

極性検出器１２の出力と極性検出器１９の出力との相関
値は相関器２０にて計算され乗算器２１により２α（α
は定数）倍されて乗算器１３に供給される。ここヤ、極
性検出器１２の出力には減算器１０の出力である差信号
（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）Ｋついて、現在の
値からＴ秒前の値を差引いた値の極性が現われる。一方
罹性検出器１９の出力にはエコーレプリカの極性が現わ
れる。そこで−残留エコーが大きい場合には残留エコー
の棲性ト、エコーレプリカの極性が相関をもつのに対し
、残留エコーが小さい場合には、両者は相関をもたない
という点に注目すれば、相関器２０の出力は、残留エコ
ーが大きい場合にけ大きな値を小さい場合には小さな値
となる。従って相関器２０の出力に対し乗算器２１にで
２α倍のスケーリングを施してステップ・サイズと［７
て用い、このステップ・サイズに極性検出器１２の出力
の極性を付与してアダプティブ・ディジタルフィルタ８
に帰還することＫより、収束時間を大幅に短縮すること
が可能となる。

第４図は、本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。同図において第１図と同一の参照番号を付与された
機能ブロックは第１図と同一の機能をもつものとする。

第４図と第１図の相異点は第１図の減算器１６が第４図
では加算器１８に置換えられていることであり、その他
の部分は全く同一である。従って、第４図では、減算器
ｌＯの出力である差信号に関し、現在の差信号の値とＴ
秒前の差信号の値との和が加算器１８の出力に現われ、
この和の値の極性を極性検出器１２で検出することにな
る。そこで、伝送路符号の例を示した第２図及びその受
信アイパターン例を示した第３図を用いて、表２及び表
３に対応する表を求めてみる。まず、第３図（ａｌに注
目し、Ｔ秒離れた４組のサンプル点の組合せをそれぞれ
（ｔ、、ｔ、’）、（ｔ、。

ｔ、′）、　（ｔｍ、ｔｍ’）及び（ｔ、、ｔａ’）　
　と仮定する。この時、ｔ＝ｔｆｆｉ′　（ｍ＝０，１
，２゜３）のサンプル値と、１＝１ｆｆｌのサンプル値
の和をＢ１．、とすれば、Ｂ−は表３のように与えられ
ることがわかる。

同様に第３図Ｈに対して、表４が得られる。

表３　バイ７工−ズ符号の場合の８□の値表４　　ＭＳ
Ｋ符号の場合のＢｍＯ値ｌＯ“と“Ｉ″の出現確率は等しく各々十であると仮定
すると、Ｂ、、ｌ＝０．Ｂｍ　＝０．Ｂｍ　＝ｏ及びＢ
、＝＝ｏとなる確率は、表３に示すバイフェーズ符号の
場合には、それぞれ＋１士、÷及びｌとなり、表４に示
すＭＳＫ符号の場合には、それぞれ１、＋、ｔ、十とな
る。従って現在のサンプル値とＴ秒前のサンプル値との
和が零となる確率の最小値は士であり、このことは、任
君のサンプリング位相で成り立つ。また、表３及び表４
にはそれぞれバイ７工−ズ符号及びＭＳＫ符号の場合全
示したが、これら以外の伝送路符号にりいても同様に考
えれば１．在のサンプル値とＴ秒前のサンプル値との和
が零となる確率の最小値は零でない短音もっことは明ら
かである。

さらＫ、現在のサンプル値とぎ・Ｔ秒（ｌｔｒｉ正整数
）前のサンプル値との和が零となる確率の最小値も同様
に零でない値をもつことは言５までもないＯそこで第４図の説明に戻ると、減算器１０の出力である
差信号は、受信部６に供給されると共に、加算器１８及
びＴ秒の遅延を与える遅延素子Ｉ７にも供給される。ま
た、遅延素子１７の出力は加算器１８の一方の入力とな
っている。従って、加算器１８の出力には、現在の値と
、Ｔ秒前の値との和が現われることになる。表３及び衾
フリ、減算器１０の出力である差信号の中の受信信号成
分は、加算器１６の出力では確率士以上で受信信号が零
になることは明らかである。一方、加算器１８の出力に
含まれている残留エコー成分について考えると、現在の
残留エコーの値とＴ秒前の残留エコーの和が残留エコー
成分として加算器１８から出力される。

現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコーの値とは無
相関であるから、Ｔ秒前の残留エコーの値は、ランダム
雑音とみなすことができる。Ｔ秒前の残留エコーの値の
振幅分布は正負対称であり、振幅ｄがｌｄｌ≦δ（但し
Ｏｚδ）となる確率は零ではなくある正の値をとる。従
って加算器１８の出力信号を入力とする極性検出器１２
にて、現在の残留エコーの極性が正確に出力される確率
は零でないある正の値をとることがわかる。それ故、ア
ダグチイブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が保証さ
れることＫなる。なお第４図では遅延素子１７はＴ秒の
遅延を与えるものとして説明したが、表３及び表４の説
明の中で述べたように、遅延量としてｌ−Ｔ秒（ｌは正
整数）としても同様の効果が得られる。なお、相関器２
０の動作については、第１図と同様であるが、極性検出
器１２に供給されている信号が、第４図では減算器１０
の出力である差信号について現在の値とＴ秒前の値との
和となっている点が異なっている。差信号の残留エコー
成分について考えれば、第１図と同様に、相関器２０の
出力は、残留エコーの大きさに応じて変化するから、収
束時間を大幅に短縮することが可能となることは明らか
である。

以上１本発明について実施例にもとづいて詳細に説明し
たが、２線伝送路の線路損失を補償するための線路等止
器は、第１図及び第４図において受傷部６の中に含めて
考えても良いし、ローパスフィルタ５と減算器ＩＯの間
に挿入しても良い。またＭＳＫ符号を採用した場合“０
°と°１“　に対するパルス波形が異なることと、各々
ｅモードとθモード全有するという２つの理由によりア
ダプティブディジタルフィルタ８の構Ｊｌ、バイ７工−
ズ符号の場合と若干異なる。即ち、“０″及び°１”の
パルス波形が異なることに対応させて、タップ係数′ｆ
ｔ２種類用意し個別に更新させる必要があること、また
、送信部２よりモード信号金堂はタッグ係数を区別する
ことが必要となる。さらｅこ、今までの説明では、遅延
素子１７の遅延量をＴ秒又は１−Ｔ秒（ｌＦｉ正整数）
と仮定していたが、実用上は、ｌ−Ｔ秒の近傍であれば
、十分であることは言うまでもない。また、補間フィル
タ２２は、エコーレプリカが発生されるサンプリング点
でのみエコーが除去できれば良いという目的の場合には
不要である。

（発明の効果）以上詳細に述べたように、本発明によれば、差信号（＝
〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）Ｋついて、現在の値と
ｌ−Ｔ秒（但しＩ！は正整数、１／Ｔくンはデータレートである。）前の値との差又は和とること
Ｋより受信信号成分は零でないある正の値の確率でキャ
ンセルされる。従って、その差又は和の極性を検出する
ことにより、アダプティブ・ディジタルフィルタの適応
動作が保証される。

また、第１及び第２の発明によれば、Ｊ−Ｔ秒の遅延を
与えるが延素子及び減算器又は加算器８組合せることに
より、上述の適応動作全保証できるから、複雑な制御全
必要とせず簡単でかつハードウェア規模の小さいエコー
除去の方法全提供できる。言らに、本発明によれば、残
留エコーの大きさに応じてステップ・サイズを適応的に
変化させることができるから大幅な収束時間の短縮が可
能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の第１の実施例を示すブロック図、第
２図は、伝送路符号のパルス波形の列を示す図、第３図
は、受信アイパターンの例を示す図、第４図は本発明の
第２の実施例を示すブロック図、第５図は従来例を示す
ブロック図、第６図は、アダグチイブ・ディジタルフィ
ルタの構成ヲ示す図、第７図は係数発生器の構成を示す
図である。図において、２は送信部、　　３はハイブリッド−トランス、４　Ｈ
２Ｍ伝送路、５＃ｉローパス・フィルタ、６は受信部、
　　７は出力端子、８はアダプティブディジタルフィル
タ、　　９はＤ／Ａコンバータ、１０及び１６は減算器
、　１１及び１８は加算器、　稔及び１９は極性検出器
、　１３及び２１は乗算器、　１４は振幅制御回路、　
１５はランダム信号発生器、１７は遅延素子、２０は相
関器、　２２は補間フィルタ、　　１００に−１００露
、　・・・、１００Ｎ／Ｒ−ｔ　　は遅延素子、　　１
０１・、ＩＱ２＋−・・・・＋　　１０１Ｎ−、は乗算
器。１０２・−１０２ｍ、−・・・・・・、１０２Ｒ−ｓ　
　は加算器、　１０３及び１０４は多接点スイッチ、　
　２０４は乗算器、２０５は加算器、　　２０６は遅延
素子をそれぞれ示す。第２図・ｏ”　　　　　（ａ）　　　　　−１・・（ｂ）第３図（ａ）（ｂ）

Claims

【特許請求の範囲】

２線／４線変換回路の４線側にてアダプティブ・フィル
タにより発生される擬似エコーを用いて送信回路より受
信回路へ漏れ込むエコーを除去するためのエコー除去方
法であって、該エコーと受信信号が混在した混在信号か
ら該擬似エコーを差引いて差信号を得た後、該差信号と
該差信号を遅延させた遅延信号とを加算もしくは減算し
て第１の誤差信号を求め、該擬似エコーの極性と該第１
の該差信号の極性との相関をとり、該相関信号を定数倍
して得た信号に該第１の誤差信号の極性を付与して第２
の誤差信号を生成し、該第２の誤差信号を該アダプティ
ブ・フィルタに帰還させるようにしたことを特徴とする
エコー除去の方法。