JPH03104322A - 都市雑音除去回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は，無線通信，゛特にＵＨＦ帯無線通信に，用い
られる無線通信装置に関し，特に無線通路への都市雑音
による影響を軽減させる回路に関する。

（従来の技術） 一般に，ＵＨＦ帯の無線通信では，自動車のイグニッシ
ョンノイズ等に代表される都市雑音の影響が大きく，デ
ィジタル変調方式による無線通信装置等では，回線実現
が困難となる場合がある。

従来から実施されてきた，都市雑音の影響軽減法として
は，大別して，２つの方法がある。１つは，送信側出力
を増大しＣ／Ｎを改善する方法，いま，１つは，受信帯
域幅を狭くする方法である。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら，送信側出力を増大する法では，１０ｄＢ
のＣ／Ｎ改善を見込もうとすると相対的に送信出力を１
０ｄＢアップする事になり，　　ＩＷの出力に対しては
．１０Ｗの出力が必要となるという様に，装置規模の変
更が必要となる。又，受信帯域幅を狭くする方法では，
通常の無線通信装置では，チャンネル分割効率を上げる
為に，既に，受信帯域幅が限界まで狭められており．大
幅な改善を朋待することはできない例えば，受信帯域幅
をディジタル無線装置でいう。バンドタイムレート（Ｂ
，Ｔ積）表現で１．７から１．１に変更したとしても， ２　０　ｌｏｇ　　（　１．１　／　１．７）＝　−　
３．７８（ｄＢ）程度のＣ／Ｎ改善しか得られない。

本発明は，無線装置の内部諸元を大きく変更する様な前
出のごとき．改善手法に替えて，受信装置人力部に追加
挿入する様な形で，都市雑音成分を除去する回路を構成
するものであり，特に従来方式の受信帯域帯を狭くする
方法に比べて相殺方式を採用する事により，大幅な，改
善効果を期待で・きる都市雑音除去回路の提供を目的と
する。

［課題を解決するための手段コ 本発明は送信された主信号を含む受信信号を同一の第１
，第２の信号に分岐する分岐回路と，前記第１の信号か
ら前記主信号の周波数を中心とする周波数帯域を抽出す
る第１の帯域通過フィルタと，前記第２の信号から前記
主信号の周波数を含まぬ該主信号近傍の周波数帯域を抽
出する第２の帯域通過フィルタと，前記第１の帯域通過
フィルタ・の出力と前記第２の帯域通過フィルタの出力
とを等振幅逆合成せしめ，前記受信信号から雑音を除去
し，前記主信号のみを出力する逆相合成回路とを有する
ことを特徴とする。

（作用） 受信信号を第１，第２の信号に分岐し，第１の信号を主
信号とそれに重畳した雑音の周波数帯域を通過せしめる
第１のフィルタへ入力し，第２の信号を主信号近傍かつ
，主信号を含まない周波数帯域を通過せしめる第２のフ
ィルタへ入力する。

この時，第１のフィルタと第２のフィルタの通過帯域幅
を等しくしておく事により，それぞれの雑音に関するパ
ルス応答波形が同じになる。また．第１のフィルタと第
２のフィルタをそれぞれ通過した雑音は中心周波数差に
応じた周波数或分差を有するが，元々同じ雑音パルスに
よる応答であるので，それぞれの出力の間に位相不確定
は無い。

従って，第１のフィルタを通過した例えば雑音戒分ω１
と第２のフィルタを通過した例えば雑音成分ω２を合成
すると，一定周期で，さらに雑音パルスから一定遅延し
たビート成分により．振幅変調された雑音波が得られる
。

即ち，等振幅・同時合或したとすれば，合或波は， ｅｘｐ　　（ｉω，　　ｔ）　＋ｅｘｐ　　（ｉω２ｔ
）−ｅｘｐ　　（ｉω＋　　ｔ）　＋ｅｘｐ　　（ｉω
，　　ｔ　−ｉω，ｔ＋ｉω２　ｔ） ””ｅＸｐ（ｉω＋　　ｔ）　　（１　＋ｅｘｐ　　（
ｌω２　ｔ一ｉω，ｔ）） −Ａｅｘｐ　　（ｉω，　　ｔ） 故に，雑音の振幅特性は，ω２−ω，一Δωとする時 ＩＡ　Ｉ　＝　ｌ　　（１＋ｅｘｐ　　（ｉω２ｔ−ｉ
ｃｃ＞＋　ｔ）　）＝１１＋ｅｘｐｉΔωｔ ＝Ｉ１＋ｃｏｓΔωｔ　＋　ｉ　ｓｔｎΔωｔ−　Ｊ　
ｌ（１＋ｃｏｓΔωｔ　）　２＋ｓｌｎ２Δωｔ｝−Ｊ
（２＋２ｃｏｓΔωｔ｝ なるＢｅａｔ状の振幅特性を示す。従って，Δωｔ一π
＋２ｎπ　（ｎ−０．１．２．３・・・）の条件下に於
いて，振幅ゼロとなり得る。この条件が，第１のフィル
タを通過した信号のピーク位置で満たされるように逆相
合成により実現する事で，都市雑音或いは，同等のパル
ス性雑音は除去される。

（実施例） 以下に図面を参照して本発明の実施例を説明する。

第１図に，本発明の具体的な一実施例を示す。

第１図は，相方向通信回線を想定して，ＵＨＦ帯の小容
量多重ディジタル通信路へ適応した場合の例を示す。

本実施例は，アンテナ１と送受信器１３との間に，２つ
のサーキエレータ（ＣＩＲ）２．３を用いて，都市雑音
除去回路１０を挿入したものである。

都市雑音除去回路１０は，受信信号を２つに分岐する分
岐回路４と，分岐された受信信号の中からそれぞれ所定
周波数の信号のみを通過させる帯域通過フィルタ５．６
と，帯域通過フィルタ５，６からの出力信号を逆相合成
する逆相合成回路７を有している。

以下に都市雑音合成回路１０の動作を説明する。

最初に，通信用の主信号と，都市雑音は，図中のアンテ
ナ１より到来し，ＣＩＲ２を介して，都市雑音除去回路
１０へ入力される。

都市雑音除去回路１０では，該入力された主信号と都市
雑音とを，分岐回路４で２分配し，それぞれを帯域通過
フィルタ５，６へ入力する。ここで，帯域通過フィルタ
５．６は，第２図に示すように帯域中心周波数を異にす
るが，その通過帯域幅が等しいものである。また，ここ
では，帯域通過フィルタ５の帯域中−心周波数を主信号
の帯域中心周波数ω１と同じとし，又その帯域幅は主信
号帯域幅より十分広いΔω３としておく。さらに帯域通
過フィルタ６は，帯域通過フィルタ５の帯域中心周波数
ω１よりΔωだけ離調した周波数ω２に帯域中心をもち
，帯域幅ΔωＢの帯域通化フィルタとする。このときΔ
ω一ΔωＢが主信号の帯域幅Δω．より大きくなるよう
にしておく。即ち，帯域通過フィルタ６が主信号を通過
させないようにしておく。主信号については，帯域通過
フィルタ５を通過し，次段逆相合成回路８も通過した後
，ＣＩＲ３にて，無線通信装置１３へ至る。この間，本
回路では，受信信号に何の変化も与えない。何故ならば
．受信信号帯域は，第２図に示す様に，帯域通過フィル
タ６のフィルタ通過周波数外とする為である。

尚，分岐回路４での挿入損については，最悪３ｄＢを見
込む必要があるが分岐回路４において，周波数差Δωを
大き＜シ，帯域通過フィルタ５，６の通過帯域周波数の
重りが無い様な場合等の構成も考えられ，さらに低損失
な回路とする事も可能である。

一方，都市雑音について説明を展開すると，帯域通過フ
ィルタ５を通過したパルス雑音は，第３図に示す様なパ
ルス応答を示す。即ち，応答波は，帯域通過５の中心周
波数ω１の成分に振幅変調された形で得られ，その振幅
変化．即ち，包路線は，帯域通過フィルタ５の帯域特性
により決定されている。同様にして，帯域通過フィルタ
６を通過するパルス雑音に対しても類似の応答が得られ
る。

つまり，ω２の成分に変調を施した形で，しかもその包
絡線の形状は，帯域通過フィルタ５を通過したものと全
く同じ形となる。

帯域通過フィルタ５と６のパルス応答出力を次段の逆相
合成回路７にて合成する際，帯域通過フィルタ５のパル
ス応答のピーク（包絡線のピーク）が前述のビート状振
幅特性に於る，振幅がゼロになる点，１−（π＋２ｎπ
）／Δωとなるように帯域通過フィルタ６の出力を設定
する。ここでは，帯域通過フィルタ５，６に同時にパル
スが入力され，それぞれの帯域通過フィルタの応答が得
られる事になるので，帯域通過フィルタ５．６それぞれ
の電気長が等しいとするならば，それぞれの応答波形中
のω１とω２は，同位相である。そこで応答波形のピー
クをゼロにする為に，帯域通過フィルタ６の出力を１８
０”移相器９を介して，合成する事により逆相合或を実
現するものとした。

尚，第１図では，帯域通過フィルタ５．６の電気長の不
揃い，或いは，その他の回路の不完全さを吸収する意味
で，可変型１８００移相器を使用している。

以上では，第１図乃至第３図を参照して逆相合成の概念
を説明してきたが．次に，ＵＨＦ帯の周波数に対して具
体値を採用して，パルス雑音相殺能力に関する説明を施
す。

ここでは帯域通過フィルタ５．６の帯域帯，とその離調
周波数，送受信装置１０の送受共用器帯域帯，及び主信
号帯域帯を第１表のように定めた実施例１．２及び３に
ついて述べる。

以下余白 第１表 となる。

次に雑音が送受信装置１３の送受信共用器１４に入り送
受信共用器１４内の帯域通過フィルタ（帯域通過フィル
タ５を同一特性を示す）を通過した後の波形応答を計算
すると第５図，第６図，第７図に実線で示すようになり
．その抑圧量はからの出力１２の応答包絡波形を計算す
ると第４図に示す形となる。第４図では比較の為，雑音
ピーク時点からの過渡応答を示している。また，振幅１
．０となる応答は，逆相合成しない時の応答即ち．帯域
通過フィルタ５の出力１１を示している。

この段階で雑音振幅抑圧を評価すると となる。ここで特に．主信号帯域幅が小さく，都市雑音
の影響が大きい通信路に対して，改善効果が大きく得ら
れる事が分る。

なお，第５図乃至第７図には，帯域通過フィルタ５の出
力及び逆相合成回路の出力も合わせて示した。

以上に説明した様に，本発明は，・無線装置とアンテナ
の間に挿入する形で小容量デジタル多重無線装置の場合
約１０ｄＢの都市雑音抑圧が可能となる。

従って，送信出力を増力するといった手法に比して．経
済的であり，また電波行政上の問題点も無い事になる。

また，都市雑音を問題とする様な都市近傍通信路は，回
線距離が短い場合が多く不用意に送信出力を増力すると
，受信機飽和の危険もあるが，本発明によれば，受信機
人力レベルの変化はないので，回線設計上でも有利であ
る。

（発明の効果） 本発明によれば，受信信号を第１，第２の信号に分岐す
る分岐回路と，第１の信号のうち主信号を通過させる第
１の帯域通過フィルタと，第２の信号のうち主信号の通
過を阻止する第２の帯域通過フィルタと，第１，第２の
帯域通過フィルタの出力を等振幅逆相合或せしめる逆相
合成回路を備えたことで，受信信号に含まれる都市雑音
を除去することができる。

の回路図，第２図は第１図の帯域通過フィルタの特性を
説明するための図，第３図は第１図の帯域通過フィルタ
のパルス応答波形，第４図は第１図の逆相合或回路のパ
ルス雑音応答を示す包絡波形，第５図，第６図，第７図
は第１図の送受共用器の帯域通過フィルタのパルス雑音
応答を示し，それぞれ実施例１，実施例２，実施例３の
場合を示す包絡波形である。

１・・・アンテナ，２．３・・・サーキュレー夕，４・
・・分岐回路，５．６・・・帯域通過フィルタ．７・・
・逆相合或回路，８・・・合戒回路，９・・・可変型１
８０°移相器，１０・・・都市雑音除去回路，１１・・
・帯域通過フィルタ５出力，１２・・・逆相合威回路出
力，１３・・・送受信装置，１４・・・送受信共用器帯
域通過フィルタ，１５・・・送受信共用器出力。

【図面の簡単な説明】

第ｌ図は本発明の都市雑音除去回路の一実施例第 １ 図 ｇ２１ｆｆｌ　　帯域通過フィルタ特性例第６図 ＪωＢ　千２　Ｍ　・ｉ　０　Ｘ　Ｌ　Ｏ　’　・Ｊ　
ω冨２　：Ｃ　・８　Ｘ　１Ｇ　’実施例２第 ７ 図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、送信された主信号を含む受信信号を同一の第１、第
   ２の信号に分岐する分岐回路と、前記第１の信号から前
   記主信号の周波数を中心とする同波数帯域を抽出する第
   １の帯域通過フィルタと、前記第２の信号から前記主信
   号の周波数を含まぬ該主信号近傍の周波数帯域を抽出す
   る第２の帯域通過フィルタと、前記第１の帯域通過フィ
   ルタの出力と前記第２の帯域通過フィルタの出力とを等
   振幅逆相合成せしめ、受信信号の雑音を除去し、前記主
   信号のみを出力する逆相合成回路とを有することを特徴
   とする都市雑音除去回路。