JPS58201423A - 受信機 - Google Patents
受信機Info
- Publication number
- JPS58201423A JPS58201423A JP8444482A JP8444482A JPS58201423A JP S58201423 A JPS58201423 A JP S58201423A JP 8444482 A JP8444482 A JP 8444482A JP 8444482 A JP8444482 A JP 8444482A JP S58201423 A JPS58201423 A JP S58201423A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- noise
- signal
- filter
- pitch
- band
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
- H03G5/16—Automatic control
- H03G5/18—Automatic control in untuned amplifiers
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電波がその伝搬経路中に受ける妨害信号を有効
に除去することのできる受信機に関する。
に除去することのできる受信機に関する。
通常送信機から発射された電波信号は受信機で受信され
、スピーカ等から放音される迄には種々の形態の電気的
妨害を受け、そのＳ／Ｎ等が悪化しているのが一般的で
ある。特に電波伝搬経路中では所謂都市雑音の影響が大
きく、あらゆる種類（崗期性、ランダム等）の雑音によ
り８７Ｎが劣化している。斯る雑音の影響を押えて８／
Ｎを良くするには通信システムそのものをＰＣＭ通信方
式等に変えることによりその改善をはかることも考えら
れるが、しかし従来電波法上で許可されている通信帯域
（例えばＣＢバンド等）ではこのような通信方式は許可
されておらず、使用できないのが現状である。
、スピーカ等から放音される迄には種々の形態の電気的
妨害を受け、そのＳ／Ｎ等が悪化しているのが一般的で
ある。特に電波伝搬経路中では所謂都市雑音の影響が大
きく、あらゆる種類（崗期性、ランダム等）の雑音によ
り８７Ｎが劣化している。斯る雑音の影響を押えて８／
Ｎを良くするには通信システムそのものをＰＣＭ通信方
式等に変えることによりその改善をはかることも考えら
れるが、しかし従来電波法上で許可されている通信帯域
（例えばＣＢバンド等）ではこのような通信方式は許可
されておらず、使用できないのが現状である。
そこで従来斯る雑音妨害を除去するために、例えば比較
的音声情報として必要表帯域を除去し使用帯域幅を狭め
て８７Ｎを改善する第１図に示すようなホルマント帯域
分割方式が提案されている。
的音声情報として必要表帯域を除去し使用帯域幅を狭め
て８７Ｎを改善する第１図に示すようなホルマント帯域
分割方式が提案されている。
すなわち、第１図においてｆｍｉｎ ｅ ｆｍａｘは夫
々使用帯域幅の最小、最大周波数であって、周波数ｆｍ
ｉｎとｆｌの間が第１ホルマント、周波数ｆ２とｆｍａ
Ｘの間が第２ホルマントを表わしている。そして第１図
Ａに斜線で示す周波数ｆ１とｆｚの間が比較的音声情報
として不必要な帯域である。そこでこの不必要な帯域を
除去してその音声スペクトラムを第１図Ｂに示すような
ものとしている。第１図Ｂにおいて周波数ｆｘはｆｘ
” ｆｍａｘ−（ｆｚ ｈ ）となる。
々使用帯域幅の最小、最大周波数であって、周波数ｆｍ
ｉｎとｆｌの間が第１ホルマント、周波数ｆ２とｆｍａ
Ｘの間が第２ホルマントを表わしている。そして第１図
Ａに斜線で示す周波数ｆ１とｆｚの間が比較的音声情報
として不必要な帯域である。そこでこの不必要な帯域を
除去してその音声スペクトラムを第１図Ｂに示すような
ものとしている。第１図Ｂにおいて周波数ｆｘはｆｘ
” ｆｍａｘ−（ｆｚ ｈ ）となる。
しかしこのような従来法では信号音声帯域と音声帯鯖内
雑音の分離が難しく、このポルマント帯域分割方式で通
過帯域比が１／２に出来れば良い方であった。
雑音の分離が難しく、このポルマント帯域分割方式で通
過帯域比が１／２に出来れば良い方であった。
そこで、本出願人は先に、現行の電波法で許可されてい
る通信方式の範囲内で、特に電波伝搬経路中で受ける種
々の雑音妨害を除去してＮ好な通信を行うことができる
送受信装置を提案した。
る通信方式の範囲内で、特に電波伝搬経路中で受ける種
々の雑音妨害を除去してＮ好な通信を行うことができる
送受信装置を提案した。
以下に、かかる送受信装置を第２図乃至第５図を参照し
て説明する。
て説明する。
第２図はこの送受信装置を概略的に示すもので、同図に
おいて、α１は送信機、翰は受信機である。
おいて、α１は送信機、翰は受信機である。
送信機α１はマイクロホン０υ、増幅器０′ＩＪ１後で
詳述される音声ピッチ変換器０３、変調器０滲、電力増
幅器等を含む送信回路０１及び送信アンテナＯｅから成
り、音声ピッチ変換器Ｏ１ｌ以外は慣用の回路である。
詳述される音声ピッチ変換器０３、変調器０滲、電力増
幅器等を含む送信回路０１及び送信アンテナＯｅから成
り、音声ピッチ変換器Ｏ１ｌ以外は慣用の回路である。
なおここでは送信機０〔の発振部は図示を省略されてい
る。
る。
通常音声のスペクトラムの基本ピッチ周波数ハ男性、女
性の違い、或いは首葉の抑揚により変化するが、その変
化が音声ピッチ変換器（３）を通すことにより略一定値
に変換される。この音声ピッチ変換器（３）としては例
えば第３図に示すような構成のものが使用される。第３
図は音声信号を７レーム処理する場合で、第３図におい
て、ｅｌｌ）はマイクロコンピュータであって、ここで
書込みクロックＣＬＫ１に同期して基本ピッチ情報Ｐと
アナログ信号をデジタル信号に変換した後の音声信号８
Ｄをフレーム毎にメモリに取シ込む。そして更にマイク
ロコンピュータＧυで基本ピッチ情報Ｐによシ区間Ｎ（
正の整数）値情報を計算して例えばＰＬＬ回路から成る
シンセサイデ発振回路（至）に供給する。
性の違い、或いは首葉の抑揚により変化するが、その変
化が音声ピッチ変換器（３）を通すことにより略一定値
に変換される。この音声ピッチ変換器（３）としては例
えば第３図に示すような構成のものが使用される。第３
図は音声信号を７レーム処理する場合で、第３図におい
て、ｅｌｌ）はマイクロコンピュータであって、ここで
書込みクロックＣＬＫ１に同期して基本ピッチ情報Ｐと
アナログ信号をデジタル信号に変換した後の音声信号８
Ｄをフレーム毎にメモリに取シ込む。そして更にマイク
ロコンピュータＧυで基本ピッチ情報Ｐによシ区間Ｎ（
正の整数）値情報を計算して例えばＰＬＬ回路から成る
シンセサイデ発振回路（至）に供給する。
シンセサイデ発振回路（至）は分周器（３２ｍ） 、基
準発振器（３２ｂ）、分局器（３２ａ）と基準発振器（
３２ｂ）の両出力の位相を比較する位相比較器（３２ｃ
） 、この位相比較器（３２ｃ）の出力側に得られる位
相比較誤差信号を直流信号に変換する低域通過Ｆ波器（
３２ｄ）及びこの低域Ｆ波器（ａｚｄ）からの直流信号
によりその誤差に応じて発振周波数が制御される電圧制
御型発振器（以下■ＣＯと首う） （３２ｅ）とから成
る。そしてシンセサイ・デ発撮回路（社）の出力周波数
すなわちＶＣＯ（３２ｅ）の発振周波数は更に分局比ｍ
（正の整数）の分局器（至）を介し、マイクロコンピュ
ータＧυへ読み出しクロックＣＬＫ２として供給される
。つまシシンセサイザ発振回路（至）は実質的にＮ値情
報により区間読み出しクロックを決定し、読み出しクロ
ックＣＬＫ２を作っている。
準発振器（３２ｂ）、分局器（３２ａ）と基準発振器（
３２ｂ）の両出力の位相を比較する位相比較器（３２ｃ
） 、この位相比較器（３２ｃ）の出力側に得られる位
相比較誤差信号を直流信号に変換する低域通過Ｆ波器（
３２ｄ）及びこの低域Ｆ波器（ａｚｄ）からの直流信号
によりその誤差に応じて発振周波数が制御される電圧制
御型発振器（以下■ＣＯと首う） （３２ｅ）とから成
る。そしてシンセサイ・デ発撮回路（社）の出力周波数
すなわちＶＣＯ（３２ｅ）の発振周波数は更に分局比ｍ
（正の整数）の分局器（至）を介し、マイクロコンピュ
ータＧυへ読み出しクロックＣＬＫ２として供給される
。つまシシンセサイザ発振回路（至）は実質的にＮ値情
報により区間読み出しクロックを決定し、読み出しクロ
ックＣＬＫ２を作っている。
この読み出しクロックＣＬＫ２はマイクロコンピュータ
Ｇυで遅延補正され、この遅延補正された読み出しクロ
ックＣＬＫ２によりメモリに記憶されている音声信号Ｓ
Ｄを読、み出し、マイクロコンピュータＧυの出力側に
読み出しクロックＣＬＫ２によシピツチ変換されたデジ
タル信号ＳＤ′を得る。このデジタル信号Ｓｄはデジタ
ル−アナログ変換器（ロ）でアナログ信号に変換された
後低域通過沖波器（至）を通して出力端子（至）に出力
され、もって出力端子（ト）には一定のピッチに変換さ
れた音声信号Ｓｏが取り出され、この信号ｓ□が送信機
の変調信号として使用されることになる。
Ｇυで遅延補正され、この遅延補正された読み出しクロ
ックＣＬＫ２によりメモリに記憶されている音声信号Ｓ
Ｄを読、み出し、マイクロコンピュータＧυの出力側に
読み出しクロックＣＬＫ２によシピツチ変換されたデジ
タル信号ＳＤ′を得る。このデジタル信号Ｓｄはデジタ
ル−アナログ変換器（ロ）でアナログ信号に変換された
後低域通過沖波器（至）を通して出力端子（至）に出力
され、もって出力端子（ト）には一定のピッチに変換さ
れた音声信号Ｓｏが取り出され、この信号ｓ□が送信機
の変調信号として使用されることになる。
貴び第２図に戻って説明するに、受信機−は受信アンテ
ナＱυ、高周波増幅回路（２）、混合回路（ハ）、局部
発振回路（２）、中間周波増幅回路（ハ）、検波回路□
□□、後で詳述される櫛形フィルタ（５）、可聴絢波増
幅回路（ハ）及びスピーカ（至）から成り、櫛形フィル
タ（イ）以外は慣用の回路である。
ナＱυ、高周波増幅回路（２）、混合回路（ハ）、局部
発振回路（２）、中間周波増幅回路（ハ）、検波回路□
□□、後で詳述される櫛形フィルタ（５）、可聴絢波増
幅回路（ハ）及びスピーカ（至）から成り、櫛形フィル
タ（イ）以外は慣用の回路である。
櫛形フィルタ＠は一般に第４図Ｅに示すようなフィルタ
特性を有する。例えば第４図人に示すような成るアナロ
グ信号（必ずしもアナログ信号でなくてもよい）に第４
図Ｂに示すような成る一定間隔でならんでいる（ ｆ
ｄｏｍａｉｎ ）不要信号が混入して第４図Ｃに示すよ
うな合成信号が形成されたとすると、この信号のスペク
トルは第４図りで示すように表わされる。第４図りにお
いてｆｐは基本ピッチ周波数である。そこでこのような
スペクトルを有する合成信号を第４図Ｅに示すようなフ
ィルタ特性を有する櫛形フィルタ（２）に通すと第４図
Ｆに示すように実質的に不要信号が除去された信号すな
わち第４図人の入力アナログ信号と略々同様の信号が得
られる。なお第４図Ｆの如く取り出される信号に若干不
要信号が残る度合いはフィルタ（２）の減衰特性により
決定される。
特性を有する。例えば第４図人に示すような成るアナロ
グ信号（必ずしもアナログ信号でなくてもよい）に第４
図Ｂに示すような成る一定間隔でならんでいる（ ｆ
ｄｏｍａｉｎ ）不要信号が混入して第４図Ｃに示すよ
うな合成信号が形成されたとすると、この信号のスペク
トルは第４図りで示すように表わされる。第４図りにお
いてｆｐは基本ピッチ周波数である。そこでこのような
スペクトルを有する合成信号を第４図Ｅに示すようなフ
ィルタ特性を有する櫛形フィルタ（２）に通すと第４図
Ｆに示すように実質的に不要信号が除去された信号すな
わち第４図人の入力アナログ信号と略々同様の信号が得
られる。なお第４図Ｆの如く取り出される信号に若干不
要信号が残る度合いはフィルタ（２）の減衰特性により
決定される。
次にこの送受信装置の動作を第５図を参照しながら説明
する。いま第５図人に示すようにピッチＰｌの一定して
ない音声ス（クトラムの信号がマイクロホン０υより増
幅器（１３を介して音声ピッチ変換器α四に供給される
と、上述の如くピッチを一定とするピッチ変換の動作が
行われ、その出力側に第５図Ｂに示すように一定のピッ
チＰ２を有する音声スペクトラムの信号が取り出され、
この信号は変調器α４へ変調源すなわち変調周波数とし
て供給される。そして所定の搬送波に重畳されて送信回
路ａ９を介し送信アンテナ０ｅより電波信号として発射
される。この電波信号は、受信機■へ到る伝搬経路中種
々の妨害を電気的に受け、例えばこの時のス（クトルを
第５図Ｃに示す。第５図Ｃにおいてｎは妨害雑音を表わ
している。
する。いま第５図人に示すようにピッチＰｌの一定して
ない音声ス（クトラムの信号がマイクロホン０υより増
幅器（１３を介して音声ピッチ変換器α四に供給される
と、上述の如くピッチを一定とするピッチ変換の動作が
行われ、その出力側に第５図Ｂに示すように一定のピッ
チＰ２を有する音声スペクトラムの信号が取り出され、
この信号は変調器α４へ変調源すなわち変調周波数とし
て供給される。そして所定の搬送波に重畳されて送信回
路ａ９を介し送信アンテナ０ｅより電波信号として発射
される。この電波信号は、受信機■へ到る伝搬経路中種
々の妨害を電気的に受け、例えばこの時のス（クトルを
第５図Ｃに示す。第５図Ｃにおいてｎは妨害雑音を表わ
している。
受信機（至）の受信アンテナＣ７１１に捕えられた電波
信号は高周波回路（２）で増幅された後混合回路のに供
給され、ここで局部発振回路ｔ２４）からの局部発振信
号と混合されて高周波信号より中間周波信号に変換され
る。この中間周波信号は中間周波増幅回路（ホ）で増幅
された後検波回路（１）で可聴周波信号に復調され、櫛
形フィルタ（５）に供給される。
信号は高周波回路（２）で増幅された後混合回路のに供
給され、ここで局部発振回路ｔ２４）からの局部発振信
号と混合されて高周波信号より中間周波信号に変換され
る。この中間周波信号は中間周波増幅回路（ホ）で増幅
された後検波回路（１）で可聴周波信号に復調され、櫛
形フィルタ（５）に供給される。
この櫛形フィルタ罰は第５図りに示すように送信側の音
声信号のピッチＰ２に設定されたフィルタ特性を有し、
従ってこの場合櫛形フィルターの出力側には音声ス（ク
トルで見ると第５図Ｅに示すように実質的に雑音成分の
除去された音声信号が得られる。なお雑音成分のレベル
はフィルタ（５）の１ノダスバンド（Ｐａ５ｓ Ｂａｎ
ｄ ） 希酸によシ決定される。
声信号のピッチＰ２に設定されたフィルタ特性を有し、
従ってこの場合櫛形フィルターの出力側には音声ス（ク
トルで見ると第５図Ｅに示すように実質的に雑音成分の
除去された音声信号が得られる。なお雑音成分のレベル
はフィルタ（５）の１ノダスバンド（Ｐａ５ｓ Ｂａｎ
ｄ ） 希酸によシ決定される。
このようにして実質的に雑音成分の除去された信膏は可
聴周波増幅回路（２）で増幅された後スピーカ（ハ）よ
り放音される。なお音声信号のピッチを一定とすると抑
揚がなくなるおそれがあるも、語意を判別するには特に
不都合がなく、情報を伝達するという所期の目的を確実
に達成できる。
聴周波増幅回路（２）で増幅された後スピーカ（ハ）よ
り放音される。なお音声信号のピッチを一定とすると抑
揚がなくなるおそれがあるも、語意を判別するには特に
不都合がなく、情報を伝達するという所期の目的を確実
に達成できる。
かかる送受信装置によれば、伝送しようとする音声信号
のピッチを固定し、受信側でこのピッチに相関をもたせ
てその音声信号を取り出すようにしたので、音声信号と
音声帯域内雑音を確実に分離でき、受信側におけるＳ／
Ｎを改善できるので、特に冨波伝搬経路中で都市雑音の
影響を受けやすい場合等に用いて極めて有用である。な
お上述からもわかるようにこのＳ／Ｎの改善度は送信側
における音声信号のピッチ固定率（如何に正しく固定化
できるかどうかの率）と受信側の櫛形フィルタの１・母
スパント帯域の狭帯域化により実質的に決定される。
のピッチを固定し、受信側でこのピッチに相関をもたせ
てその音声信号を取り出すようにしたので、音声信号と
音声帯域内雑音を確実に分離でき、受信側におけるＳ／
Ｎを改善できるので、特に冨波伝搬経路中で都市雑音の
影響を受けやすい場合等に用いて極めて有用である。な
お上述からもわかるようにこのＳ／Ｎの改善度は送信側
における音声信号のピッチ固定率（如何に正しく固定化
できるかどうかの率）と受信側の櫛形フィルタの１・母
スパント帯域の狭帯域化により実質的に決定される。
ところで、ノイズがホワイトノイズ系の場合は問題ない
が、・９ルス性のものや、周期性のものである場合には
、上述の送受信装置ではＳ／Ｎ改善度や音質特性があま
シ良くないという欠点かある。
が、・９ルス性のものや、周期性のものである場合には
、上述の送受信装置ではＳ／Ｎ改善度や音質特性があま
シ良くないという欠点かある。
かかる点に鑑み、本発明はイグニッションノイズ等の・
母ルス性のノイズや周期性のノイズを高Ｓ／Ｎ改善度及
び良好な音質特性を以って除去することのできる受信機
を提案せんとするものである。
母ルス性のノイズや周期性のノイズを高Ｓ／Ｎ改善度及
び良好な音質特性を以って除去することのできる受信機
を提案せんとするものである。
以下に本発明を送受信装置に適用した一実施例を第６図
を参照して評細に説明するも、第６図に於いて第２１ｓ
ｔと対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略
する。
を参照して評細に説明するも、第６図に於いて第２１ｓ
ｔと対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略
する。
受信機■の音声信号系、即ち検波回路（ホ）の後段に櫛
形フィルタ（淫を設ける。以下にこの櫛形フィルタ（ハ
）について説明する。Ｃ３７）はｎ （２ｅ３ｅ４ｅ・
・・）ステージのＢＢＤ（パケット・ブリゲート・デバ
イス）で、その各ステージ５ｌ−Ｓｎよりタッグが導出
され、その各タップが夫々オンオフスイッチ（３８１）
〜（３８ｎ）を通じて抵抗器Ｒ１；Ｒ１′〜Ｒｎ；Ｒ
ｄの各一端に接続され、抵抗器Ｒ１−島の他端及び抵抗
器Ｒ１′〜犀の他端が夫々加算器ｕＤを構成する演算増
幅器■の夫々反転入力端子及び非反転入力端子に接続さ
れる。演算増幅器（４２ｊの出力端子と反転入力端との
間に負帰還抵抗器（４３が接続される。
形フィルタ（淫を設ける。以下にこの櫛形フィルタ（ハ
）について説明する。Ｃ３７）はｎ （２ｅ３ｅ４ｅ・
・・）ステージのＢＢＤ（パケット・ブリゲート・デバ
イス）で、その各ステージ５ｌ−Ｓｎよりタッグが導出
され、その各タップが夫々オンオフスイッチ（３８１）
〜（３８ｎ）を通じて抵抗器Ｒ１；Ｒ１′〜Ｒｎ；Ｒ
ｄの各一端に接続され、抵抗器Ｒ１−島の他端及び抵抗
器Ｒ１′〜犀の他端が夫々加算器ｕＤを構成する演算増
幅器■の夫々反転入力端子及び非反転入力端子に接続さ
れる。演算増幅器（４２ｊの出力端子と反転入力端との
間に負帰還抵抗器（４３が接続される。
そして、この加算器（４１）の出力端子が増幅回路（至
）の＼ 入力側に接続される。（至）はクロック発振器で、こ
゛れよりの２相りロック信号φｌ、φ２がＢＢＤ（（
？）に供給される。尚、このクロック信号φ１．φ２の
周波数は、発振器（至）に付属せる可変抵抗器（４１を
調整することによって、可変することができる。
）の＼ 入力側に接続される。（至）はクロック発振器で、こ
゛れよりの２相りロック信号φｌ、φ２がＢＢＤ（（
？）に供給される。尚、このクロック信号φ１．φ２の
周波数は、発振器（至）に付属せる可変抵抗器（４１を
調整することによって、可変することができる。
次に、第６図の受信機の動作を説明する。第１の場合は
、スイッチ（３８１）〜（３８ｎ）を総べてオンにする
ことにより、櫛形フィルタ（ロ）のフィルタ特性を第７
図に示す如く狭帯域ノ平スパント特性に設定する。この
場合は、第２図と同様に送信機Ｑｌで音声信号のピッチ
が所定値に変換されているから、これに合せて櫛形フィ
ルタ額のＡスパントの周波数ピッチもこの所定値に合わ
せておき、そのストラグバンドによシ、ホワイトノイズ
糸のノイズが除去される。
、スイッチ（３８１）〜（３８ｎ）を総べてオンにする
ことにより、櫛形フィルタ（ロ）のフィルタ特性を第７
図に示す如く狭帯域ノ平スパント特性に設定する。この
場合は、第２図と同様に送信機Ｑｌで音声信号のピッチ
が所定値に変換されているから、これに合せて櫛形フィ
ルタ額のＡスパントの周波数ピッチもこの所定値に合わ
せておき、そのストラグバンドによシ、ホワイトノイズ
糸のノイズが除去される。
第２の場合は、重みが同じになる２つ（３つも川）のス
イッチ、例えばスイッチ（３８１） 、（３８２）をオ
ンにし、残りのスイッチは総べてオフにすることにより
、櫛形フィルタ罰のフィルタ特性を第８図又は第９図に
示す如く広帯域・平スパント（エリミネータ）特性に選
定する。又、ノイズの周波数ピッチに応じて可変抵損器
四を！１１１ｍ整して、クロック信号φ１．φ２の周波
数を連続的に可変し２、ストップバンド周波数を可変す
る。尚クロック周波数は、スイッチＳ１ 、 ｓ２以外
のスイッチを選択的にオンにすることにより、大幅に可
変することができる。かくすることにより、イグニッシ
ョンノイズ等のノ９ルスノイズや周期性ノイズである場
合に、そのノイズを櫛形フィルタ（ロ）によって有効に
除去することができる。尚、この場合は、送信機Ｑｌの
ピッチ変換器０３の存在は無意味なものとなる。
イッチ、例えばスイッチ（３８１） 、（３８２）をオ
ンにし、残りのスイッチは総べてオフにすることにより
、櫛形フィルタ罰のフィルタ特性を第８図又は第９図に
示す如く広帯域・平スパント（エリミネータ）特性に選
定する。又、ノイズの周波数ピッチに応じて可変抵損器
四を！１１１ｍ整して、クロック信号φ１．φ２の周波
数を連続的に可変し２、ストップバンド周波数を可変す
る。尚クロック周波数は、スイッチＳ１ 、 ｓ２以外
のスイッチを選択的にオンにすることにより、大幅に可
変することができる。かくすることにより、イグニッシ
ョンノイズ等のノ９ルスノイズや周期性ノイズである場
合に、そのノイズを櫛形フィルタ（ロ）によって有効に
除去することができる。尚、この場合は、送信機Ｑｌの
ピッチ変換器０３の存在は無意味なものとなる。
上述せる本発明受信機によれば、音声信号系に広帯域・
母ス・１ンドを廟する櫛形フィルタを設け、その櫛形フ
ィルタにストップバンド周波数可変手段を設けたので、
・母ルス性、周期性ノイズを高８／Ｎ改善度及び良好な
音質特性を以って有効に除去することができる。
母ス・１ンドを廟する櫛形フィルタを設け、その櫛形フ
ィルタにストップバンド周波数可変手段を設けたので、
・母ルス性、周期性ノイズを高８／Ｎ改善度及び良好な
音質特性を以って有効に除去することができる。
又、送信機に音声ピンチ変換器を設けて音声信号のピッ
チを一定にすると共に、受信機の櫛形フィルタのフィル
タ特性を狭帯域・母スパント特性に切換えるときは、ホ
ワイトノイズ系のノイズも有効に除去することができる
。
チを一定にすると共に、受信機の櫛形フィルタのフィル
タ特性を狭帯域・母スパント特性に切換えるときは、ホ
ワイトノイズ系のノイズも有効に除去することができる
。
第１図は従来の方式を歌明するだめの特性曲線図、第２
図は先に提案された送受信装置の一例を示すブロック線
図、第３図はその一部の詳細構成を示すブロック線図、
第４図及び第５図は第２図の送受信装置の製作説明に供
する波形図、第６図は本発明の一実施例を示すブロック
線図、第７図、第８図及び第９図は第６図の櫛形フィル
タのフィルタ特性を示す曲線図である。 翰は受信機、（２７１は櫛形フィルタ、（３優はストッ
プバンド周波数可変手段である。 同 松隈秀盛 、上みｉ μ悩ｐ ＠１図 第３図 第４図 第５図 第６図
図は先に提案された送受信装置の一例を示すブロック線
図、第３図はその一部の詳細構成を示すブロック線図、
第４図及び第５図は第２図の送受信装置の製作説明に供
する波形図、第６図は本発明の一実施例を示すブロック
線図、第７図、第８図及び第９図は第６図の櫛形フィル
タのフィルタ特性を示す曲線図である。 翰は受信機、（２７１は櫛形フィルタ、（３優はストッ
プバンド周波数可変手段である。 同 松隈秀盛 、上みｉ μ悩ｐ ＠１図 第３図 第４図 第５図 第６図
Claims (1)
- 音声信号系に広帯域・母スパントを有する櫛形フィルタ
を設け、該櫛形フィルタにストップバンド胤波数可変手
段を設けたことを特徴とする受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8444482A JPS58201423A (ja) | 1982-05-19 | 1982-05-19 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8444482A JPS58201423A (ja) | 1982-05-19 | 1982-05-19 | 受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58201423A true JPS58201423A (ja) | 1983-11-24 |
Family
ID=13830765
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8444482A Pending JPS58201423A (ja) | 1982-05-19 | 1982-05-19 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58201423A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4761829A (en) * | 1985-11-27 | 1988-08-02 | Motorola Inc. | Adaptive signal strength and/or ambient noise driven audio shaping system |
| US5140701A (en) * | 1991-04-12 | 1992-08-18 | Comsat | Carrier signal detection circuit featuring a wide range of signal/noise performance |
| US5335363A (en) * | 1991-12-30 | 1994-08-02 | Arinc Research Corporation | Signal interference reduction device and method |
-
1982
- 1982-05-19 JP JP8444482A patent/JPS58201423A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4761829A (en) * | 1985-11-27 | 1988-08-02 | Motorola Inc. | Adaptive signal strength and/or ambient noise driven audio shaping system |
| US5140701A (en) * | 1991-04-12 | 1992-08-18 | Comsat | Carrier signal detection circuit featuring a wide range of signal/noise performance |
| US5335363A (en) * | 1991-12-30 | 1994-08-02 | Arinc Research Corporation | Signal interference reduction device and method |
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