JPH03109821A - Ａ―ｄ変換方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、交流アナログ量をサンプルしてディジタル
処理するマイクロプロセッサ応用機器、例えば、ディジ
タル形保護継電器、ディジタル電圧計、電流計、ディジ
タル形制御装置などの、交流アナログ量をディジタル量
に変換するＡ−Ｄ変換方法に関する。

（従来の技術） 以下はディジタル形保護継電器を例にとって具体的に説
明する。第５図はディジタル形保護継電器の信号処理部
を主に示す要部ブロック図である。

以下、電圧を例にして述べる。電圧信号ＶはＡＤ変換器
１に入力されて、制御回路２が出力するサンプリング周
波数に応じてサンプルされ、ディジタル信号に変換され
てバッファメモリ３に記憶される。プロセッサ４はあら
かじめ設定されている手順に基づいてバッファメモリ３
に記憶されている電圧のサンプリング値を用いて目的に
応じた演算を行い、その結果を出力回路６を通じて外部
に出力する。過電圧継電器を例にとると、電圧の実効値
を演算し、この演算結果と整定値とを比較して実効値演
算値が整定値を越えていた場合に保護の対象とする機器
を停止させる指示信号が出力回路６から出力される出力
信号となる。出力回路６以降のディジタル保護継電器の
構成体は図示を省略しである。

第６図は一定のサンプル周期で交流電圧がサンプルされ
る場合の波形、サンプリング時点及びサンプリング値の
関係を示す波形図である。この図において、横軸は時間
、縦軸は交流電気量の１つとの例としての電圧■である
。以下の説明では交流電圧や電流の交流電気量の周波数
は特に断らない限り５０Ｈｚとする。この限定は単に記
述の簡単化のためであってこの発明そのものを限定する
ものではない。

最新のサンプリング時点をｔｌ、過去にさかのぼったサ
ンプリング時点を順次ｔイー１、ｆｌ＋ｎ−Ｚ、・・・
・　ｔ、−５とし、これらのサンプリング時点でサンプ
ルされた電圧値をそれぞれＶｌ、Ｖ＋ｓ−＋　、Ｖ、−
、、”　・・ＶＩＩ−ｓとする。サンプリング時点は第
５図の制御回路２が発生するサンプリングパルスによっ
て定められるものであり、多くは電圧■の周波数の１２
倍の周波数がサンプリング周波数として採用されており
、第６図もそれぞれのサンプリング時点は電圧の周期（
２０ｍｓｅｃ）の１２分の１　（１，６７ｍ５ｅｃ）の
周期で決められている。

サンプリング時点ｔイで電圧Ｖ、がサンプルされて第５
図のマイクロプロセッサ４内の記憶部に記憶され、次の
サンプリング時点までに過去にサンプルされ記憶されて
いるｖ、−１””ｖイー、とともに所定の演算式に基づ
いて演算される。

サンプリング周波数を５０七の１２倍の６００七にする
のは、次の理由による。

０周波数帯域は商用周波数の第５、第７１１波程度あれ
ばよい。

■交流電気量の検出精度は±５％程度でよいが、前述の
ようにサンプリング周波数を１２倍にすると交流電気量
の値を原理的に±１．７％なので充分の精度が確保でき
る。

■折り返し誤差が現れる周波数帯域はアナログフィルタ
で充分減衰させることができる。

■オンラインで保護制御を行う場合、マイクロプロセッ
サ４の処理能力から１〜２　ｍｓが限界であるが、前述
のサンプリング周波数６００七での１．６７ｍ５となる
ので、これ以上サンプリング周波数を上げるのは実用的
でない。

前述の折り返し誤差を抑制するためなどに使用されるフ
ィルタは装置の使用目的、適用系統などにより適性な周
波数特性を持ったものが使用される。このフィルタには
り、Ｒ，Ｃ及び演算増幅器などのアナログ素子で構成さ
れるアナログフィルタと、ディジタル信号に変換後にあ
る時間幅の中でサンプルされたデータを数値演算してフ
ィルタ特性を持たせるディジタルフィルタとがある。こ
の２つのフィルタにはそれぞれ次のような特徴がある。

（ａ）アナログフィルタ 第７図はアナログフィルタの減衰率の周波数特性の一例
を示すグラフである。この図に示すように、商用周波数
ｒ０付近の周波数成分は除去できないが、一定値以上ま
たは以下の周波数成分は均等に除去できる。ｆｏ近傍の
周波数成分を充分に減衰させるようなフィルタにした場
合は応答速度が遅くなるという問題が生ずる。

（ハ）ディジタルフィルタ 第８図はディジタルフィルタの減衰率の周波数特性の一
例を示すグラフである。この図に示すように、特定の周
波数成分だけを除去することは比較的簡単にできるが、
幅広い周波数帯域を均等に減衰させるには複雑な演算処
理が必要であり、処理能力の低いマイクロプロセッサで
は困難である。

例えば、この図のように、５０翫のの３倍調波酸分を除
去する場合、位相角で３０度間隔のデータを４個加算す
ることで可能であり、このとき同時に６倍調波などの３
の倍数調波も同時に除去される。

しかし、商用周波数の４．５倍の周波数帯域近傍の成分
は除去できない。

したがって、一般にディジタル保護継電器では、これら
アナログフィルタとディジタルフィルタとを組み合わせ
ることにより、商用周波数付近ではディジタルフィルタ
で急激に減衰させ、一定周波数以上の成分は折り返し誤
差も含めてアナログフィルタで除去するようになってい
る。

ディジタル形保護継電器では前述のように、商用周波数
に対して１２倍の周波数でサンプリングしている。この
ようなサンプリング方式では、サンプリングされる電圧
の高調波成分の内、サンプリング周波数の２分の１以上
の周波数成分に対しては折返し誤差と呼ばれている誤差
が生ずることが知られていて、この折返し誤差を低減す
るためにこの周波数領域をアナログフィルタで除去する
ことが行われる。

後述のように、電力系統に事故が発生しＥ場合には、電
流、電圧には多くの高調波成分が重畳することになるの
で、５０Ｈｚの周波数成分に最も影響の大きい５５０七
の周波数成分を充分減衰させる必要がある。

今、被保護系統に事故が発生した場合、過渡的に重畳す
る高調波成分の大きさは、最大で、電流では高調波次数
の１０％倍、電圧では周波数倍数の二乗の１０％倍と言
われている。これによると、第１１裔調波（５５０Ｈｚ
）では、電流の高調波重畳率は１１０％、電圧は同様に
１２１０％となり、これを許容誤差である±５％以内に
するためには、電流は２７ｄＢ、電圧は４８ｄＢの減衰
率がそれぞれ必要となる。

このような周波数特性を得るためのフィルタはアナログ
フィルタで構成する必要がある。

第９図はフィルタの必要とする周波数特性とアナログフ
ィルタの実際の周波数特性とを示すグラフである。この
図において、左上側に斜線を施した折線で示した特性曲
線１０１は保護に必要な窩調波減衰特性であり、点１０
２はサンプリング周波数６００　Ｈｚでの前述の電圧の
場合に必要な減衰量である４８ｄＢの点を示す。また、
特性曲線１０３は従来技術におけるアナログフィルタの
減衰量の周波数特性である。これらの周波数特性はいず
れも漸近線を示すもので、実際の減衰量の周波数特性は
折線の折れた部分では曲線になり、両側に行くにしたが
って、図示の直線に漸近してゆくものである。

なお、点１０４と特性曲線１０５とは後述のこの発明の
実施例におけるものなのでここでの説明は省略する。

系統で事故時に重畳する高調波成分は周波数上昇ととも
に一定の限界があり、１ｋＨｚ以上では高調波発生量は
余り変わらないので、１ｋＨｚ以上では６０ｄＢ　（１
／１０００）以上の減衰率を確保すればよい。

点１０２を考慮してアナログフィルタが必要とする概略
の周波数特性は特性曲線１０１となる。ただし、左下が
りの直線部は減衰量は後述のようにアナログフィルタは
バンドパスフィルタと一次ローパスフィルタとで構成さ
れることを想定して図示しである。したかっ、特性曲線
】０１の左下がり線の傾斜は４０ｄＢ／１０　　（周波
数１０倍ごとに減衰量が１００倍になる）となっている
。

実際のアナログフィルタの減衰量の周波数特性は点１０
２よりも上にあってしかも５０Ｈｚにおける減衰量が小
さいという条件を満足する必要がある。

特性曲線１０１のように一次ローバスフィルタではこの
条件を満足することができない。特性曲線１０３はバン
ドパスフィルタと二次ローパスフィルタで構成した場合
の実際に採用されているアナログフィルタの減衰量の周
波数特性を示すグラフである。

第１Ｏ図は減衰量の周波数特性が第９図の特性曲線１０
３になるアナログフィルタのブロック図を示す。このア
ナログフィルタは第５図のＡ−Ｄ変換器１に含まれてい
るものである。１１は中心周波数ｆ０が商用周波数であ
る５０豫のバンドパスフィルタ、１２は基準周波数ｆ０
が５０ないし１００　Ｈｚの二次ローパスフィルタ、１
３は増幅器である。

バンドパスフィルタ１１は直流成分をカットする機能を
兼ねている。直流成分をも考慮してｌ−Ｄ変換するには
交流入力のダイナミックレンジが２倍必要になるため、
一般にはバンドパスフィルタによっ直流成分をカットす
る方式が採用されている。

第１１図は第１Ｏ図の二次ローパスフィルタ１２と増幅
器１３との具体的な回路構成を示す要部回路図である。

より性能の高いフィルタとしての二次ローパスフィルタ
１２の場合は演算増幅器０ １２１を使用した能動フィルタとして構成する必要があ
る。増幅器１３も演算増幅器１３１を使用している。

〔発明が解決しようとする課題〕

前述のように、アナログフィルタとディジタルフィルタ
の組み合せによりフィルタとして必要な周波数特性を得
ているのであるが、目的の異なるディジタル保護継電器
ではフィルタの周波数特性も異なる場合があり、それぞ
れの目的に応じた適切なフィルタの構成が採用される。

このようにフィルタの周波数特性が異なる場合、アナロ
グフィルタとディジタルフィルタの組み合わせが異なり
、色々な構成のフィルタが必要になる。すなわち、■電
圧と電流で異なる、■保護対象（送電線、変圧器、発電
機、配電線）で異なる、■電圧階級（２７５ｋＶ以上、
６６．７７ｋＶ系、６．６ｋＶ以下）で異ナル、など各
種のディジタル保護継電器ごとに異なるフィルタの組み
合わせを使用しているのが実際である。

ディジタル保護継電器はソフトウェアで大部分の機能を
実現しているため、大幅なハードウェアの標準化が可能
であるが、前述のアナログフィルタ部は標準化が困難な
部分となっている。また、周波数が低いためにアナログ
フィルタのコンデンサＣやインダクタＬなどの回路部品
が大きく、そのために回路構成が大きくなり高価格にも
なっている。

この発明は、アナログフィルタ部を標準化及び小型化す
ることにより低価格のＡ、−Ｄ変換器を提供することを
目的とする。

Ｃ課題を解決するための手段〕 上記課題を解決するためにこの発明によれば、交流電気
量をこの交流の周波数の所定の倍数のサンプリング周波
数でサンプルし所定のアナログフィルタを通した上でこ
のアナログ信号をディジタル信号に変換してマイクロプ
ロセッサの入力信号とし、このマイクロプロセッサで所
定の演算処理を行うための、前記アナログ信号をディジ
タル信号に変換するＡ−Ｄ変換方法において、前記サン
プリング周波数の１を越える整数倍の周波数で前記交流
電気量をサンプルしてディジタル信号に変換し、このデ
ィジタル信号を数値演算でディジタルフィルタ処理する
とともに、前記整数倍の整数値と同じ数の連続したディ
ジタル信号を加算して１つのディジタル信号とし、この
ディジタル信号を前記マイクロプロセッサの入力信号と
するものとする。

〔作用〕

この発明の構成において、サンプリング周波数の１を越
える整数倍の周波数で前記交流電気量をサンプルするこ
とによって、折返し誤差が生ずる周波数も同じ整数倍に
なり、交流電気量の基本周波数に対して折返し誤差が生
ずる周波数領域がより高周波領域になるので、この折返
し誤差が生ずる周波数領域の高調波成分を減衰させるた
めのアナログフィルタの回路構成が簡単になる上にコン
デンサやインダクタなどの回路素子が小さくてよくなる
。このサンプリングされたアナログ信号をディジタル信
号に変換した上で、前述の整数倍の整数値と同じ数の連
続してサンプリングされたデ３ ィジタル信号を加算した加算信号をマイクロプロセッサ
の入力信号とするとこの入力信号は整数倍する前のサン
プリング周波数でサンプリングしたのと同じになるので
、マイクロプロセッサや出力回路などの従来技術と共通
の構成体に対してはハードウェア的には何の変更も必要
としない。交流電気量のサンプリング周波数を従来の整
数倍に上げるご七によって簡単に折返し誤差を発生する
周波数領域を減衰させることができるので、目的が異な
る場合にもアナログフィルタは変える必要がなく標準化
することができる。

〔実施例］ 以下この発明を実施例に基づいて説明する。第１図はこ
の発明の実施例を示すディジタル形保護継電器の信号処
理部の要部ブロック図であり、この図において第５図と
共通するブロックについては同じ参照符号を付けること
により詳しい説明を省略する。

Ａ−Ｄ変換器１０によるサンプリング周波数は従来技術
のサンプリング周波数６００七の１６倍の４ ９６００Ｈｚとする。制御回路２０はこのサンプリング
周波数９６００　Ｈｚのパルスを発生する。Ａ−Ｄ変換
器１０でこのサンプリング周波数でサンプリングされデ
ィジタル信号に変換されて高速処理プロセッサ３０に入
力される。高速処理プロセッサ３０は内部に持つバッフ
ァメモリに入力されたディジタル信号を順次記憶すると
ともに、１６個ごとの和を演算し、その結果を図示しな
い記憶部に記憶する。サンプリングされた複数個を加算
処理するとこれはローパスフィルタともなっている。マ
イクロプロセッサ４は従来通り商用周波数５０Ｈｚの１
２倍の６００　Ｈｚでデータバス５を介して記憶部から
データを取出し所定の手順で演算処理し出力回路６から
ディジタル信号を出力する。

高速処理プロセッサ３０が処理するのは単なる加算なの
で、サンプリング周波数が従来の６００七の１６倍の９
６００Ｈｚとなっても充分処理が可能である。

単に加算するだけでは桁あぶれが生ずるので、高速処理
プロセッサ３０の出力データとしては１６個のディジタ
ル値の加算値を１６で割った値としてもよい。この場合
、この実施例のようにサンプリング周波数の倍数として
の整数を２の整数倍乗、例えば８や１６などにすると、
前述の割り算は単に２信号記憶の桁を下の方へ移動する
だけで良いので、その演算処理を高速に行うことができ
る。

第２図は第１図によるサンプリング方法を説明するだめ
の模式的な波形図であり、第６図の時点ｔｎ−４とも、
−３との間の期間を拡大したものである。この図ではサ
ンプリング周波数の倍数を４としているが、この値は単
に図面の見易さからとったものであり、図の煩雑さを問
題にしなければ、前述の１６の値を採用するのが妥当な
ものである。

時点ｊ１１−４で１つ目をサンプルし、次いで、ｔ、４
１ｔ４□、ｔ４３と合計４つのサンプリングデータＶ４
１１ｖ４□、■４．を得る。これらを第１図の高速処理
プロセッサ３０で順次加算してゆき、この図では４つの
分を加算した後、時点ｔａｓとｔ、ａ−３との間で図示
しないメモリに加算結果を記憶させることになる。この
図で点線は第６図の階段状の実線に相当し、−点鎖線は
加算値を４で割った４つの電圧の平均値Ｖ、の値を示し
ている。加算する方法としてそれぞれのサンプリングデ
ータごとに同じが異なる係数を掛けた加重和をとっても
よい。

サンプリング周波数を前述のように９６００１（ｚにし
た場合、５０セ成分の折り返し誤差が発生する周波数は
９６００±５０七であり、アナログフィルタに必要な特
性は第９図に示す特性曲線１０５で良いことになる。点
１０４は９６００　Ｈｚでの必要減衰量が６０ｄＢであ
る点である。特性曲線１０５は一次ローパスフィルタと
して図示しであるが、この図で明らかのように、５〇七
では充分減衰量の小さな領域になっているので、より性
能のよい二次ローパスフィルタを使用する必要のないこ
とを示している。

第３図はこの発明の実施例としてのアナログフィルタの
例を示すブロック図、第４図は第３図の要部回路図であ
る。バンドパスフィルタ１１と増幅器１３は第１０図の
それと同じである。−次ローバスフィルタ１４は抵抗と
コンデンサだけからなる受動フィルタである。

第４図は第６図と比較して明らかなように回路７ が簡素化されるとともに、コンデンサＣ１抵抗Ｒ（特に
Ｃ）が小形化可能であり、プリント基板などでハードウ
ェア回路に組む場合、その面積は２分の１程度に縮小す
ることができ、経済的効果が大きい。アナログフィルタ
だけでは減衰率の不足している周波数帯域はディジタル
フィルタで処理することになるが、この場合、比較的複
雑な処理を要する。第１図ではマイクロプロセッサ４の
ハードウェアは変更する必要はないと述べたが、最近の
電子技術の進歩によりアナログ部品よりもディジタル部
品のコスト低減傾向が強く、ディジタル処理が複雑化し
ても余りコストアップにならないという点を考慮して、
この発明の目的に適合する範囲内で、例えばディジタル
処理部をディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）など
で専用チップ化するなど、マイクロプロセッサ４とその
周辺のハードウェア部を改良することにより大幅な標準
化が可能になる。

前述の実施例において、第１図の高速処理プロセッサ３
０はマイクロプロセッサ４に比べて高速８ でなければならないという意味ではなく、前述のサンプ
リング周波数の倍数を１６とした場合には１ｋｌ（ｚ前
後のサンプリング周波数に応じて加算処理が実行できる
程度であればよいのであり、サンプリング周波数の倍数
によって必要とする高速性は変わる。この高速処理プロ
セッサ３０として、汎用マイクロプロセッサでもよいし
、前述のＤＳＰによってもよい。このような単純な演算
の反復処理は前述のＤ’ＳＰによってより高速にかつよ
り低価格で実現することができる。また、前述のような
加重和を演算するための専用の回路を使用してよく、こ
の発明の目的を適合する範囲内で任意に選択することが
できる。

なお、前述の、実施例ではディジタル形保護継電器だけ
についてであるが、この発明は前述の交流電気量を入力
信号とする他の機器にも適用して効果を上げることが可
能である。

〔発明の効果〕

この発明は前述のように、サンプリング周波数の整数倍
の周波数で交流電気量をサンプルすることによって、折
返し誤差が生ずる周波数も同じ整数倍になるので、交流
電気量の基本周波数に対して折返し誤差が生ずる周波数
領域がより高周波領域になることから、この折返し誤差
が生ずる周波数領域の高調波成分を減衰させるためのア
ナログフィルタの回路構成が簡単になる上にコンデンサ
などの回路素子が小さくてよくなり、アナログフィルタ
回路部は従来の２分の１以下に縮小することができると
いう効果が得られる。このサンプリングされたアナログ
信号をディジタル信号に変換した上で、前述の整数倍の
整数値と同じ数の連続してサンプリングされたディジタ
ル信号を加算した加算信号をマイクロプロセッサの入力
信号とするとこの入力信号は整数倍する前のサンプリン
グ周波数でサンプリングしたのと同じになるので、マイ
クロプロセッサや出力回路などの従来技術と共通の構成
体に対してはハードウェアの変更を必ずしも必要としな
い。交流電気量のサンプリング周波数を従来の整数倍に
上げることによって簡単に折返し誤差を発生する周波数
領域を減衰させることができるので、目的が異なる場合
にもアナログフィルタは変える必要がなく標準化するこ
とができる。また、高速処理プロセッサもＤＳＰを使用
するなどによって低価格で標準化が可能になるので、Ａ
−Ｄ変換器のコストダウンが可能になる左ともに、信幀
性の向上を計ることが出来ることから、このＡ−Ｄ変換
器を内蔵するディジタル形保護継電器などの応用機器の
コストダウンと信頼性交渉に寄与するという効果が得え
られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示すディジタル形保護継電
器の要部ブロック図、第２図は第１図の説明のための模
式的な波形図、第３図はこの発明の実施例としてのアナ
ログフィルタの例を示すブロック図、第４図は第３図の
要部回路図、第５図は従来技術としてのディジタル形保
護継電器の要部ブロック図、第６図は第５図の説明のた
めの波形図、第７図はアナログフィルタの減衰率の周波
数特性の一例を示すグラフ、第８図はディジタルフィル
タの減衰率の周波数特性の一例を示すグラフ、第９図は
アナログフィルタの周波数特性を示すグラフ、第１０図
はアナログフィルタのブロック図、第１１図は第１０図
の要部回路図である。 １．１０・・・Ａ−Ｄ変換器、 １１・・・バンドパスフィルタ、 １２、’１４・・・ローパスフィルタ、１３・・・増１
ｉ　器、２．２０・・・制御回路、 ３０・・・高速処理プロセッサ、 ４・・・マイクロプロセッサ、５・・・データバス、＝
９９ 第５図 １７回 一一十閘皮歌 鴻８図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １）交流電気量をこの交流の周波数の所定の倍数のサン
   プリング周波数でサンプルし所定のアナログフィルタを
   通した上でこのアナログ信号をディジタル信号に変換し
   てマイクロプロセッサの入力信号とし、このマイクロプ
   ロセッサで所定の演算処理を行うための、前記アナログ
   信号をディジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換方法におい
   て、前記サンプリング周波数の１を越える整数倍の周波
   数で前記交流電気量をサンプルしてディジタル信号に変
   換し、このディジタル信号を数値演算でディジタルフィ
   ルタ処理するとともに、前記整数倍の整数値と同じ数の
   連続したディジタル信号を加算して１つのディジタル信
   号とし、このディジタル信号を前記マイクロプロセッサ
   の入力信号とすることを特徴とするＡ−Ｄ変換方法。