JPH0311197B2 - - Google Patents
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- JPH0311197B2 JPH0311197B2 JP57188157A JP18815782A JPH0311197B2 JP H0311197 B2 JPH0311197 B2 JP H0311197B2 JP 57188157 A JP57188157 A JP 57188157A JP 18815782 A JP18815782 A JP 18815782A JP H0311197 B2 JPH0311197 B2 JP H0311197B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/045—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage whereby the speed is regulated by measuring the motor speed and comparing it with a given physical value
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(a) 技術分野の説明
本発明は鉄道車両の誘導電動機制御装置の改良
に関するものである。
に関するものである。
(b) 従来技術の説明
鉄道車両の主電動機として、誘導電動機を使用
することは、小形軽量化およびメンテナンスフリ
ーの点から大きな利点がある。誘導電動機を効率
よく速度制御するためには、可変電圧、可変周波
数制御（以下、VVVFと略す）が必要で、通常
サイリスタなどを用いたVVVFインバータが使
用される。第１図は、誘導電動機の１相分の等価
回路と、VVVFインバータおよび入力フイルタ
との関係を示したもので、２０は入力フイルタリ
アクトルLo、２１は入力フイルタコンデンサCo、
２２はVVVFインバータ、２３は１次漏れイン
ダクタンスL1、２４は１次レジスタンスR1、２
５は励磁インダクタンスLm、２６は２次漏れイ
ンダクタンスL2、２７は等価２次レジスタンス
R2／Ｓである。ここでＳは誘導電動機のすべりで、 次のように定義される。
することは、小形軽量化およびメンテナンスフリ
ーの点から大きな利点がある。誘導電動機を効率
よく速度制御するためには、可変電圧、可変周波
数制御（以下、VVVFと略す）が必要で、通常
サイリスタなどを用いたVVVFインバータが使
用される。第１図は、誘導電動機の１相分の等価
回路と、VVVFインバータおよび入力フイルタ
との関係を示したもので、２０は入力フイルタリ
アクトルLo、２１は入力フイルタコンデンサCo、
２２はVVVFインバータ、２３は１次漏れイン
ダクタンスL1、２４は１次レジスタンスR1、２
５は励磁インダクタンスLm、２６は２次漏れイ
ンダクタンスL2、２７は等価２次レジスタンス
R2／Ｓである。ここでＳは誘導電動機のすべりで、 次のように定義される。
Ｓ＝すべり周波数（FS）／インバータ出力周波数(F)
このVVVF方式は制御そのものが複雑である
という点と、電源高調波低減のためにPWM変調
を行なわなければならないなどの点から高度な制
御技術が要求される。
という点と、電源高調波低減のためにPWM変調
を行なわなければならないなどの点から高度な制
御技術が要求される。
従来このようなPWM変調VVVFインバータの
制御部として、第２図に示すような方法が行われ
ていた。
制御部として、第２図に示すような方法が行われ
ていた。
第２図は従来のVVVFインバータの制御部を
ブロツク図で示したもので、１は回転数を検知す
るパルスジエネレータ、２はパルスジエネレータ
信号より回転周波数FRを算出する回転周波数演
算部、３はパルスジエネレータ信号の時間変化率
より空転及び滑走を検知する空転滑走検知部、４
は走行指令MCおよびノツチ指令Ｐ／Ｂをあたえ
るマスコン及びブレーキ弁、５はマスコン指令
MC、応荷重VLおよび空転滑走条件WSDに応じ
た電流指令値ICを算出する電流指令値演算部、
６はノツチ指令Ｐ／Ｂによつて力行Ｐ、回生Ｂを
判別する力行回生判別部、７は電流指令値ICお
よびＰまたはＢ条件および電流指令値ICと誘導
電動機の電流IMとの電流偏差IUに応じて基準す
べり周波数FS１およびすべり周波数FSを算出す
るすべり周波数演算部、８はインバータ周波数Ｆ
および架線電圧ECより変調率ALを算出する変調
率演算部、９はインバータ周波数Ｆより変調パル
スモードＮを算出する変調パルスモード演算部、
そして１０はインバータ出力周波数Ｆ、変調パル
スモードＮおよび変調率ALにしたがつてPWM
変調を行うPWM変調部である。
ブロツク図で示したもので、１は回転数を検知す
るパルスジエネレータ、２はパルスジエネレータ
信号より回転周波数FRを算出する回転周波数演
算部、３はパルスジエネレータ信号の時間変化率
より空転及び滑走を検知する空転滑走検知部、４
は走行指令MCおよびノツチ指令Ｐ／Ｂをあたえ
るマスコン及びブレーキ弁、５はマスコン指令
MC、応荷重VLおよび空転滑走条件WSDに応じ
た電流指令値ICを算出する電流指令値演算部、
６はノツチ指令Ｐ／Ｂによつて力行Ｐ、回生Ｂを
判別する力行回生判別部、７は電流指令値ICお
よびＰまたはＢ条件および電流指令値ICと誘導
電動機の電流IMとの電流偏差IUに応じて基準す
べり周波数FS１およびすべり周波数FSを算出す
るすべり周波数演算部、８はインバータ周波数Ｆ
および架線電圧ECより変調率ALを算出する変調
率演算部、９はインバータ周波数Ｆより変調パル
スモードＮを算出する変調パルスモード演算部、
そして１０はインバータ出力周波数Ｆ、変調パル
スモードＮおよび変調率ALにしたがつてPWM
変調を行うPWM変調部である。
また第３図は第２図に示したすべり周波数演算
部７の詳細を示したもので、電流指令値ICを入
力する関数器１１の出力として与えられる基準す
べり周波数FS１と電流偏差IUの一次遅れ補償器
１２の出力として与えられる定電流補正すべり周
波数FS２の和をリミツタ１３を通してからすべ
り周波数FSとして出力している。これによりIC
IMなる定電流制御が行なわれる。
部７の詳細を示したもので、電流指令値ICを入
力する関数器１１の出力として与えられる基準す
べり周波数FS１と電流偏差IUの一次遅れ補償器
１２の出力として与えられる定電流補正すべり周
波数FS２の和をリミツタ１３を通してからすべ
り周波数FSとして出力している。これによりIC
IMなる定電流制御が行なわれる。
第１図において、入力フイルタリアクトルLo
と入力フイルタコンデンサCoで構成した入力フ
イルタ回路と誘導電動機側のリアクタンスLmと
の間で流れようとする振動電流（ハンチング電
流）に対してダンピング要素となるものは、直列
に入つている、１次レジスタンスR1と、並列に
入る等価２次レジスタR2／Ｓだけであり、原理的に それぞれR1は大きいほど、またR2／Ｓは小さいほど ダンピング効果が大きい。ところが、R1はその
値は非常に小さくまた逆にR2／ＳはもともとＳの値 が小さく特にインバータ周波数Ｆが高周波になる
ほどＳはさらに小さくなるので、ともにこれだけ
では大きなダンピング効果を期待することはでき
ない。したがつて第２図及び第３図で示したよう
に単にすべり周波数FSによる定電流制御を行い
ながらVVVF制御をしていたのでは、主回路に
振動電流が発生した場合、これを整定することが
できなかつた。
と入力フイルタコンデンサCoで構成した入力フ
イルタ回路と誘導電動機側のリアクタンスLmと
の間で流れようとする振動電流（ハンチング電
流）に対してダンピング要素となるものは、直列
に入つている、１次レジスタンスR1と、並列に
入る等価２次レジスタR2／Ｓだけであり、原理的に それぞれR1は大きいほど、またR2／Ｓは小さいほど ダンピング効果が大きい。ところが、R1はその
値は非常に小さくまた逆にR2／ＳはもともとＳの値 が小さく特にインバータ周波数Ｆが高周波になる
ほどＳはさらに小さくなるので、ともにこれだけ
では大きなダンピング効果を期待することはでき
ない。したがつて第２図及び第３図で示したよう
に単にすべり周波数FSによる定電流制御を行い
ながらVVVF制御をしていたのでは、主回路に
振動電流が発生した場合、これを整定することが
できなかつた。
(c) 発明の目的
本発明は上記の点に鑑みなされたもので、誘導
電動機をVVVFインバータによりすべり周波数
制御する場合の主回路の振動電流を、すべり周波
数に補正を加えることにより阻止する誘導電動機
の制御方法を提供するものである。
電動機をVVVFインバータによりすべり周波数
制御する場合の主回路の振動電流を、すべり周波
数に補正を加えることにより阻止する誘導電動機
の制御方法を提供するものである。
(d) 発明の構成
第４図は本発明のVVVFインバータの制御部
の一実施例を示したブロツク図で、１７のすべり
周波数演算部以外は第２図と同一の構成である。
また第５図は第４図におけるすべり周波数演算部
１７の詳細を示したもので、第３図の構成にIM
の微分補償器１４と力行、回生により極性を反転
させるスイツチ１５を付加したものである。
の一実施例を示したブロツク図で、１７のすべり
周波数演算部以外は第２図と同一の構成である。
また第５図は第４図におけるすべり周波数演算部
１７の詳細を示したもので、第３図の構成にIM
の微分補償器１４と力行、回生により極性を反転
させるスイツチ１５を付加したものである。
(e) 発明の作用
VVVFインバータは交流出力電圧EMとすべり
周波数FSを独立に制御することができ、第６図
の制御特性要因図に示した通りそれぞれ次のよう
に制御される。
周波数FSを独立に制御することができ、第６図
の制御特性要因図に示した通りそれぞれ次のよう
に制御される。
即ち、VVVFインバータの交流出力電圧EMと
出力周波数Ｆとが比例関係にある第６図に示した
出力周波数Ｆが０から交流出力電圧EMが飽和す
る点F1の範囲では、交流出力電圧EMとすべり周
波数FSは共に制御可能で、電流指令値ICと誘導
電動機の電流IMは等しくなるよう制御し、
VVVFインバータ出力周波数Ｆが前記F1を超え
誘導電動機をすべり周波数制御する上で、すべり
周波数制御可能な最大のすべり周波数FSに相当
するVVVFインバータ出力周波数F2の範囲では、
交流出力電圧EMは最大値を出力し、すべり周波
数FSが制御され、電流指令値ICと誘導電動機の
電流IMは前記と同じく等しくなるよう制御し、
VVVFインバータ出力周波数Ｆが前記F2を超え
る範囲では、交流出力電圧EM、すべり周波数FS
共に最大値一定で、誘導電動機の電流IMは電流
指令値ICより少ない状態で制御される。
出力周波数Ｆとが比例関係にある第６図に示した
出力周波数Ｆが０から交流出力電圧EMが飽和す
る点F1の範囲では、交流出力電圧EMとすべり周
波数FSは共に制御可能で、電流指令値ICと誘導
電動機の電流IMは等しくなるよう制御し、
VVVFインバータ出力周波数Ｆが前記F1を超え
誘導電動機をすべり周波数制御する上で、すべり
周波数制御可能な最大のすべり周波数FSに相当
するVVVFインバータ出力周波数F2の範囲では、
交流出力電圧EMは最大値を出力し、すべり周波
数FSが制御され、電流指令値ICと誘導電動機の
電流IMは前記と同じく等しくなるよう制御し、
VVVFインバータ出力周波数Ｆが前記F2を超え
る範囲では、交流出力電圧EM、すべり周波数FS
共に最大値一定で、誘導電動機の電流IMは電流
指令値ICより少ない状態で制御される。
VVVFインバータにおいて、振動現象のダン
ピングを強化する方法として通常考えられる方法
は、一般の変換器で行なわれているように誘導電
動機の電流IMの微分要素を負帰還でVVVFイン
バータの交流出力電圧EMの制御パラメータであ
る変調率ALに加える方法である。この方法は第
１図において振動電流分についてのみ見かけ上過
渡的にR1を大きくする方法であり、電圧を可変
する制御変換器すなわちVVVFインバータに限
らずチヨツパ装置、位相制御整流器、CVCFイン
バータなどどれでも共通に有効な方法であるが、
この方法はVVVFインバータでは第６図に示す
VVVFインバータの出力周波数Ｆが０〜F1の範
囲の領域でのみしか適用できないから、それ以外
の領域では当然アンチハント効果は失なわれてし
まう。
ピングを強化する方法として通常考えられる方法
は、一般の変換器で行なわれているように誘導電
動機の電流IMの微分要素を負帰還でVVVFイン
バータの交流出力電圧EMの制御パラメータであ
る変調率ALに加える方法である。この方法は第
１図において振動電流分についてのみ見かけ上過
渡的にR1を大きくする方法であり、電圧を可変
する制御変換器すなわちVVVFインバータに限
らずチヨツパ装置、位相制御整流器、CVCFイン
バータなどどれでも共通に有効な方法であるが、
この方法はVVVFインバータでは第６図に示す
VVVFインバータの出力周波数Ｆが０〜F1の範
囲の領域でのみしか適用できないから、それ以外
の領域では当然アンチハント効果は失なわれてし
まう。
そこで本発明ではVVVFインバータ特有の制
御要素であるすべり周波数FSに着目し並列共振
条件の変更、制御を行うことによりアンチハント
を実現させるもので、具体的には次のような作用
によりアンチハントが行なわれる。すなわち、第
１図で前述したようにダンピングを強化するため
のもう一つの要素２次等価抵抗R2／Ｓを振動電流に 対してのみ過渡的に小さくできればよいわけであ
るが、すべり周波数FSの定常的な値は、電流指
令値ICと誘導電動機の電流IMを等しくするため
の第３図に示した電流指令値ICによる基準すべ
り周波数FS１と電流偏差IUの一次遅れ補償の定
電流補正すべり周波数FS２の和である定電流制
御要素によつて決定されるので、誘導電動機の電
流IMに重畳する振動電流、すなわち、誘導電動
機の電流IMの変化分についてのみすべり周波数
FSを調整する要素を追加すればよいことになる。
御要素であるすべり周波数FSに着目し並列共振
条件の変更、制御を行うことによりアンチハント
を実現させるもので、具体的には次のような作用
によりアンチハントが行なわれる。すなわち、第
１図で前述したようにダンピングを強化するため
のもう一つの要素２次等価抵抗R2／Ｓを振動電流に 対してのみ過渡的に小さくできればよいわけであ
るが、すべり周波数FSの定常的な値は、電流指
令値ICと誘導電動機の電流IMを等しくするため
の第３図に示した電流指令値ICによる基準すべ
り周波数FS１と電流偏差IUの一次遅れ補償の定
電流補正すべり周波数FS２の和である定電流制
御要素によつて決定されるので、誘導電動機の電
流IMに重畳する振動電流、すなわち、誘導電動
機の電流IMの変化分についてのみすべり周波数
FSを調整する要素を追加すればよいことになる。
誘導電動機の電流IMの振動電流成分△IMは、
必ず入力フイルタコンデンサCo２１を通り入力
フイルタコンデンサ２１の充放電を行なわせるも
のであるから、入力フイルタコンデンサ２１の接
続線に交流変流器ACCTを設置すればこの電流を
検知できるが、これではACCT及びその検知入力
回路が増加する。
必ず入力フイルタコンデンサCo２１を通り入力
フイルタコンデンサ２１の充放電を行なわせるも
のであるから、入力フイルタコンデンサ２１の接
続線に交流変流器ACCTを設置すればこの電流を
検知できるが、これではACCT及びその検知入力
回路が増加する。
そこで本発明では次のような方法で△IMを検
知する。△IMと入力フイルタコンデンサ２１の
電圧の振動成分△ECとの間には次式の関係があ
る。
知する。△IMと入力フイルタコンデンサ２１の
電圧の振動成分△ECとの間には次式の関係があ
る。
△EC＝１／Co∫△IM・dt
また、入力フイルタコンデンサ２１の電圧の直
流成分をECoとすると、入力フイルタコンデンサ
２１の電圧ECは EC＝ECo＋△EC であり、これを微分すると dEC／dt＝ｄ（△EC）／dt＝△IM／Co となり、入力フイルタコンデンサ２１の電圧を微
分することにより誘導電動機の電流IMの振動電
流成分△IMを得ることができる。
流成分をECoとすると、入力フイルタコンデンサ
２１の電圧ECは EC＝ECo＋△EC であり、これを微分すると dEC／dt＝ｄ（△EC）／dt＝△IM／Co となり、入力フイルタコンデンサ２１の電圧を微
分することにより誘導電動機の電流IMの振動電
流成分△IMを得ることができる。
すべり周波数によりダンピング強化を実現する
方法が第５図に示した方法で、入力フイルタコン
デンサ２１の電圧ECの微分補償器１４により、
入力フイルタコンデンサ２１の電ECを微分する
ことですべり周波数補正要素である微分要素を得
ることができる。この微分要素FS３を力行時は
スイツチ１５により前記基準すべり周波数FS１
と定電流補正すべり周波数FS２の和に対して加
算することにより、入力フイルタコンデンサ２１
の電圧ECが増加しようとすると、R2／Ｓが小さ
くなり、第１図に示した励磁インダクタンスLm
に流れ込む電流が増加しないように作用し、反対
に入力フイルタコンデンサ２１の電圧ECが減少
しようとするとR2／Ｓが大きくなり励磁インダ
クタンスLmの電流が減少しないように作用す
る。この作用は誘導電動機の電流IMに振動電流
が発生しても励磁インダクタンスLmの電流を一
定に保とうとするものであり、すなわち、振動電
流を等価２次レジスタンスの過渡変化により吸収
するものであり、電流指令値ICと誘導電動機の
電流IMが等しく定電流特性であることには何ら
の影響を与えることなく、振動電流についてのみ
大きなダンピングが作用する。
方法が第５図に示した方法で、入力フイルタコン
デンサ２１の電圧ECの微分補償器１４により、
入力フイルタコンデンサ２１の電ECを微分する
ことですべり周波数補正要素である微分要素を得
ることができる。この微分要素FS３を力行時は
スイツチ１５により前記基準すべり周波数FS１
と定電流補正すべり周波数FS２の和に対して加
算することにより、入力フイルタコンデンサ２１
の電圧ECが増加しようとすると、R2／Ｓが小さ
くなり、第１図に示した励磁インダクタンスLm
に流れ込む電流が増加しないように作用し、反対
に入力フイルタコンデンサ２１の電圧ECが減少
しようとするとR2／Ｓが大きくなり励磁インダ
クタンスLmの電流が減少しないように作用す
る。この作用は誘導電動機の電流IMに振動電流
が発生しても励磁インダクタンスLmの電流を一
定に保とうとするものであり、すなわち、振動電
流を等価２次レジスタンスの過渡変化により吸収
するものであり、電流指令値ICと誘導電動機の
電流IMが等しく定電流特性であることには何ら
の影響を与えることなく、振動電流についてのみ
大きなダンピングが作用する。
力行の場合は電力を電源側より供給しているの
で、誘導電動機の電流IMの変動とインバータ入
力に設けてある入力フイルタコンデンサCoの電
圧ECの変動が逆位相であり、従つて入力フイル
タコンデンサCoの電圧ECが上昇しようとする時
はR2／Ｓを小さくすることにより、その上昇を
押さえるように入力フイルタコンデンサ２１の電
圧ECの微分要素を正帰還で加えるが、電力回生
ブレーキの場合には逆に電力を電源に返還するの
で、誘導電動機の電流IMの変動と入力フイルタ
コンデンサCo２１の電圧ECの変動が同位相にな
り、従つて入力フイルタコンデンサ２１の電圧
ECの微分要素を負帰還で加えることにより、力
行の場合と全く同じダンピング効果が得られる。
で、誘導電動機の電流IMの変動とインバータ入
力に設けてある入力フイルタコンデンサCoの電
圧ECの変動が逆位相であり、従つて入力フイル
タコンデンサCoの電圧ECが上昇しようとする時
はR2／Ｓを小さくすることにより、その上昇を
押さえるように入力フイルタコンデンサ２１の電
圧ECの微分要素を正帰還で加えるが、電力回生
ブレーキの場合には逆に電力を電源に返還するの
で、誘導電動機の電流IMの変動と入力フイルタ
コンデンサCo２１の電圧ECの変動が同位相にな
り、従つて入力フイルタコンデンサ２１の電圧
ECの微分要素を負帰還で加えることにより、力
行の場合と全く同じダンピング効果が得られる。
(f) 発明の効果
以上説明した通り本発明によれば、誘導電動機
を入力フイルターを有するVVVFインバータで
すべり周波数制御により駆動する場合に発生する
主回路電流の振動電流を、定電流制御性能を何等
損ねることなく、簡単に阻止することができる。
を入力フイルターを有するVVVFインバータで
すべり周波数制御により駆動する場合に発生する
主回路電流の振動電流を、定電流制御性能を何等
損ねることなく、簡単に阻止することができる。
第１図は誘導電動機の１相分等価回路と
VVVFインバータおよび入力フイルタの関係を
示した図、第２図は従来のVVVFインバータ制
御部のブロツク図、第３図は第２図のすべり周波
演算部のブロツク図、第４図は本発明の一実施例
のブロツク図、第５図は第４図のすべり周波演算
部のブロツク図、第６図は制御特性要因図であ
る。 ７……すべり周波演算部、１４……微分補償
器、１５……スイツチ、１７……すべり周波演算
部、２１……入力フイルタコンデンサ。
VVVFインバータおよび入力フイルタの関係を
示した図、第２図は従来のVVVFインバータ制
御部のブロツク図、第３図は第２図のすべり周波
演算部のブロツク図、第４図は本発明の一実施例
のブロツク図、第５図は第４図のすべり周波演算
部のブロツク図、第６図は制御特性要因図であ
る。 ７……すべり周波演算部、１４……微分補償
器、１５……スイツチ、１７……すべり周波演算
部、２１……入力フイルタコンデンサ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 誘導電動機を周波数制御する可変電圧・可変
周波数インバータと、 可変電圧・可変周波数インバータの入力側に設
けられた入力フイルタコンデンサと、 誘導電動機の回転周波数を検出する回転周波数
検出器と、 誘導電動機の電流指令を演算する電流指令演算
手段と、 この電流指令よりすべり周波数指令を演算する
周波数指令演算手段と、 入力フイルタコンデンサの電圧を微分する微分
手段と、 力行の場合は微分手段の出力の極性を変えず、
ブレーキの場合には微分手段の出力の極性を反転
するスイツチと、 このスイツチの出力と、すべり周波数指令と回
転周波数検出器の出力とを加算して可変電圧・可
変周波数インバータの出力周波数を演算する出力
周波数演算手段とを有する誘導電動機の制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57188157A JPS5980181A (ja) | 1982-10-28 | 1982-10-28 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57188157A JPS5980181A (ja) | 1982-10-28 | 1982-10-28 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5980181A JPS5980181A (ja) | 1984-05-09 |
| JPH0311197B2 true JPH0311197B2 (ja) | 1991-02-15 |
Family
ID=16218747
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57188157A Granted JPS5980181A (ja) | 1982-10-28 | 1982-10-28 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5980181A (ja) |
-
1982
- 1982-10-28 JP JP57188157A patent/JPS5980181A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5980181A (ja) | 1984-05-09 |
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