JPS63124704A

JPS63124704A - 電気車制御装置

Info

Publication number: JPS63124704A
Application number: JP61268981A
Authority: JP
Inventors: Ikuo Yasuoka; 育雄安岡
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-11-12
Filing date: 1986-11-12
Publication date: 1988-05-28
Anticipated expiration: 2011-03-27
Also published as: JPH0832122B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は電気車＄；１　ａｔ装置に係わり、特に鉄道車
両の誘導電動機制御装置の改良に関するものである。

（従来の技術）鉄道車両の主電動機として、誘導電動機を使用すること
は小形軽量化およびメンテナンスフリーの点から大きな
利点がある。ところで誘導電動機を効率良く連層制御す
るためには、可変電圧・可変周波数制御（以下、ＶＶＶ
Ｆと称する）が必要で、通常、サイリスクなどを用いた
Ｖ　Ｖ　Ｖ　Ｆインバータが使用される。

第７図は誘導電動機の１相分の等価回路とＶＶＶＦイン
バータおよび入力フィルタとの関係を示したもので、２
０は入力フィルタリアクトル−Ｌｏ、２１は入力フィル
タコンデンサＣｏ、２２はＶＶＶＦインバータ、２３は
励磁インダクタンスＬ、、２４は１次しジスタンスＲＩ
％２５は励磁インダクタンスＬｍ、２Ｂは２次漏れイ゛
ンダクタンスＬ　２．２７は等価２次レジスタンスＲ２
／Ｓである。

ここで、Ｓは誘導電動機のすべりで、次のように定義さ
れる。

Ｓ−すべり周波数ＦＳ／インバータ出力周波数ＦこのＶＶＶＦ方式は制御そのものが複雑であると云う点
と、電源高調波低減のためにＰＭＷ変調を行わなければ
ならない等の点から高度な制御技術が要求される。

従来このようなＰＭＷ変調ＶＶＶＦインバータの制御部
として、第８図に示すような手法がとられていた。第８
図は従来のＶＶＶＦインバータの制御部をブロック図で
示したもので、１は誘導電動機機の回転数ＦＲに対応す
るパルスを発生するパルスジェネレータ、２はこのパル
スジェネレータ１の信号より回転数ＦＲを算出する回転
数周波数演算部、３はパルスジェネレータ１の信号変化
率より車輪の空転及び滑走を検知する空転滑走検知部、
４は走行指令Ｍおよびノツチ指令Ｐ／Ｂを与えるマスタ
ーコントローラおよびブレーキ弁、５はマスターコント
ローラ指令（以下、単にマスコン指令と称する）ＭＣお
よび応荷重ＶＬおよび空転滑走条件Ｗ　Ｓ　Ｄに応じて
電流指令値ＩＣを算出する電流指令値演算部、６はノツ
チ指令Ｐ／Ｂによって力行Ｐの状態であるか、回生Ｂの
状態であるかを判別する力行回生判別部であり、判別結
果により力行Ｐ１回生Ｂの判別信号を出力する。

７は電流指令値ＩＣおよび力行Ｐまたは回生Ｂの条件お
よび電流指令値ＩＣと誘導電動機の電流ＩＭとの電流偏
差ＩＵに応じて基準すべり周波数ＦＳを算出するすべり
周波数演算部、８はインバータ周波数ＦおよびＶＶＶＦ
インバータの入力電圧（すなわち、第７図におけるコン
デンサＣ８の端子電圧）ＥＣより変調率ＡＬを算出する
変調率演算部、９はインバータ周波数Ｆより変調パルス
モードＮを算出する変調パルスモード演算部、１０はイ
ンバータ出力周波数Ｆおよび変調パルスモードＮおよび
変調率ＡＬに従ってＰＷＭ変調（パルス幅変調）を行う
ＰＷＭ変調部である。

また、第９図は第８図に示したすべり周波数演算部７の
詳細を示した図である。すべり周波数演算部７は図に示
す如く、電流指令値ＩＣに対する基準すべり周波数ＦＳ
１の関係を関数として持ち、電流指令値演算部５からの
電流指令値ＩＣに対する基準すべり周波数ＦＳＩを出力
する関数器１１と、電流偏差ＩＵの１次遅れ補償をして
該補償済みの出力を定電流補償すべり周波数ＦＳ２とし
て出力する１次遅れ補償器１２を持ち、更にこれらの出
力である基準すベリ周波数ＦＳＩと定電流補償すべり周
波数ＦＳ２の和をリミッタ１３を通して後、すべり周波
数ＦＳとして出力している。これにより、ＩＣ！ＩＭな
る制御が行える。

このような制御部を持つＶＶＶＦインバータは、パルス
ジェネレータ１により電動機の回転数を検知する。そし
て、このパルスジェネレータ１の信号より回転数周波数
演算部２は誘導電動機の回転数ＦＲを算出して出力する
。

一方、空転滑走検知部３はパルスジェネレータ１の信号
変化率より車輪の空転及び滑走を検知する。そして、こ
れを空転滑走条件ＷＳＤとじて出力する。

マスターコントローラおよびブレーキ弁４からは走行指
令Ｍおよびノツチ指令Ｐ／Ｂが出力され、これらは電流
指令値演算部５およびカ行回生判別部６に与えられる。

電流指令値演算部５はマスコン指令ＭＣおよび空転滑走
条件ＷＳＤおよび外部より与えられる応荷重ＶＬに応じ
て電流指令値ＩＣを算出し、この算出した電流指令値Ｉ
Ｃをすべり周波数演算部７に出力する。また、カ行回生
判別部６はノツチ指令Ｐ／Ｂによって力行Ｐの状態であ
るか、回生Ｂの状態であるかを判別する。

そしてその判別結果を変調率演算部８に与える。

すべり周波数演算部７は電流指令値ＩＣと誘導１ヒ動機
の電流ＩＭとの電流偏差ＩＵとに応じて基準すべり周波
数ＦＳを算出する。そして、算出したすべり周波数ＦＳ
は回転周波数演算部２の演算した回転周波数ＦＲに加え
られてインバータ周波数Ｆとなる。また、変調率演算部
８はこのインバータ周波数Ｆおよびインバータ入力電圧
ＥＣより力行Ｐ２回回生条件に応じて変調率ＡＬを算出
する。

また、変調パルスモード演算部９はインバータ周波数Ｆ
より変調パルスモードＮを算出する。こうして求められ
たインバータ出力周波数Ｆおよび変調パルスモードＮお
よび変調率ＡＬはＰＷＭ変調部１０に与えられ、ＰＷＭ
変調部１０はこれらインバータ出力周波数Ｆおよび変調
パルスモードＮおよび変調率ＡＬに従ってＰＷＭ変調を
行い、インバータのゲートパルスを発生してインバータ
部に与える。これにより、ＶＶｖＦインバータ２２は周
波数と電圧の制御を電流一定の条件下で行うことになる
。

このようなＶＶＶＦインバータ２２により誘導電動機を
制御する場合、第７図に示す等価回路かられかるように
、入力フィルタリアクトルＬ、と入力フィルタコンデン
サＣＯで構成した入力フィルタ回路と、誘導電動機側の
りアクタンスＬｍとがあるため、これらの間で電流が流
れようとするために振動電流（ハンチング電流）が発生
し品くなる。この振動電流に対して、これを抑制するダ
ンピング要素となるものは、直列に入っている１次レジ
スタンスＲ１と、並列に入る等価２次レジスタンスＲ２
／Ｓだけであり、原理的にそれぞれ１次レジスタンスＲ
１は大きいほど、また、等価２次レジスタンスＲ２／Ｓ
は小さい程、ダンピング効果が大きい。

ところが、１次しジスタンスＲ，はその値が非常に小さ
く、また、逆に等価２次レジスタンスＲ２／Ｓは、もと
もとすベリＳの値が小さく、特にインバータ周波数Ｆが
高周波になる程、Ｓは更に小さくなるので、ともにこれ
だけでは大きなダンピング効果を期待することは出来な
い。

（発明が解決しようとする問題点）上述したように、ｖｖｖｒ；’インバータにより誘導電
動機を制御する場合、第７図に示す等価回路かられかる
ように、入力フィルタリアクトルＬ、と入カフィルタコ
ンンデンサＣＯで構成した入力フィルタ回路と、誘導電
動機側のりアクタンスＬｍがある為に、これらの間で電
流が流れようとする。そのため振動電流が発生し易くな
るが、この振動電流に対して、ダンピング要素となるも
のは、直列に入っている１次レジスタンスＲ１と、並列
に入る等価２次レジスタンスＲ２／Ｓだけである。そし
て、原理的に１次レジスタンスＲ１は大きいほど、また
、等価２次レジスタンスＲ２／Ｓは小さい程、ダンピン
グ効果が大きい。ところが、１次レジスタンスＲ１はそ
の値が非常に小さく、また、逆に等価２次レジスタンス
Ｒ２／ＳはもともとＳの値が小さく、特にインバータ周
波数Ｆが高周波になる程、Ｓは更に小さくなると云う事
情があるので、ともにこれだけでは大きなダンピング効
果を期待することは出来ない。

従って、第８図、第９図に示したように、単にすべり周
波数ＦＳによる定電流制御を行ないながらＶＶＶＦ制御
をしていたのでは、主回路に振動電流が発生した場合、
これを整定することが出来ないと言った欠点があった。

そこでこの発明の目的とするところは、誘導電動機を入
力ＬＣフィルタを釘するＶＶＶＦインバータですべり周
波数制御により駆動する場合に発生する主回路電流の振
動現象を、定電流制御性能を損うことなく抑制すること
の出来るようにした電気車制御装置を提供することにあ
る。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段）すなわち上記目的を達成するため本発明は、入力側にリ
アクトルとコンデンサからなるフィルタを設けた電圧形
の可変電圧可変周波数制御インバータを誘導電動機の電
源とし、この誘導電動機の回転数を検出して回転周波数
を求め、また電流指令値に応じたすべり周波数を演算し
てこの分を前記回転周波数に対し補正してインバータ周
波数とし、この周波数となるようにインバータ周波数を
制御する電気車制御装置において、上記コンデンサの電
圧または電流変動分に対し所定の補償ゲインとすべりを
乗じ微分補償値として得、これを力行時にはすべり周波
数に加算補償、回生時にはすべり周波数に減算補償する
補償手段と、誘導電動機の回転速度に応じて上記補償ゲ
インを変化させる補償ゲイン選択手段とを設は構成する
。

（作用）このような構成において、誘導電動機の回転数を検出し
、所定のすべり周波数を加減算してインバータ周波数を
制御するにあたり、上記コンデンサの電圧または電流変
動分に対し所定の補償ゲインとすべりを乗じ微分補償値
として得、これを力行時にはすべり周波数に加算補償、
回生時にはすべり周波数に減算補償する。また、誘導電
動機の回転速度に応じて上記補償ゲインは変化させる。

このようにすると、フィルタコンデンサの電圧変動によ
り生じる主回路電流の振動はインバータ周波数に対して
加えた上記微分補償値により補償されるので、主回路電
流振動は抑制され、しかも、定電流制御性能を損うこと
もない。

このように本発明によれば、誘導電動機を入力ＬＣフィ
ルタを有するＶＶＶＦインバータですべり周波数制御に
より駆動する場合に発生する主回路電流の振動現象を、
定電流制御性能を損うことなく簡単に抑制することが出
来るようになる。

（実施例）以下、本発明の一実施例について図面を参照して説明す
る。

第１図は本システムにおけるｖｖｖｒ；’インバータの
制御部の構成例を示すブロック図であり、基本的には第
８図で説明した従来例と同じである。

従って、第８図と同一物には同一符号を付し、その説明
は省略する。

第１図において、第８図と異なる部分はすべり周波数演
算部１７である。すなわち、本発明では誘導電動機をＶ
ＶＶＦインバータによりすべり周波数制御する場合の主
回路の振動電流を、すべり周波数に運転の条件に応じた
補正を加えることにより、阻止しようとするものである
。従って、すべり周波数演算部１７は従来のすべり周波
数演算部７のように単に電流指令値ＩＣと、この電流指
令値ＩＣに対する誘導電動機の電流Ｉ　Ｍの偏差より与
えるべきすべり周波数を求めるのでは無く、更に力行Ｐ
の状態にあるか、回生Ｂの状態にあるかの条件およびイ
ンバータ入力電圧ＥＣおよび回転周波数演算部２の求め
た回転周波数ＦＲを加味して求める。

そのため、本装置では第１図に示すように、すべり周波
数演算部１７には電流指令値演算部５の出力である電流
指令値ＩＣと、この電流指令値ＩＣに対する誘導電動機
の電流ＩＭの偏差およびカ行回生判別部６の出力する力
行Ｐの状態にあるか、回生Ｂの状態にあるかの判別結果
、およびインバータ入力電圧ＥＣおよび回転周波数演算
部２の回転周波数ＰＲを入力し、これらより与えるべき
すべり周波数を求める構成とする。

第２図は第１図におけるすべり周波数演算部１７の詳細
を示すブロック図である。すべり周波数演算部１７は図
に示す如く、電流指令値ＩＣに対する基準すべり周波数
ＦＳＩの関係を関数として持ち、電流指令値演算部５か
らの電流指令値ＩＣに対する基準すべり周波数ＦＳＩを
出力する関数器１１と、電流偏差ＩＵの１次遅れ補償を
して該補償済みの出力を定電流補償すべり周波数ＦＳ２
として出力する１次遅れ補償器１２を持ち、また、イン
バータ入力電圧ＥＣの微分補償を行う微分補償器１４と
、カ行回生判別部６の判別結果に応じてこの微分補償器
１４の出力ＦＳ３をそのまま又は極性反転器１Ｂを介し
て極性反転して出力すべく切換えるスイッチ１５を設け
である。更にこれらの出力である基準すべり周波数ＦＳ
Ｉと定電流補償すべり周波数ＦＳ２およびスイッチ１５
により極性選択された微分補償器１４の出力ＦＳ３の和
をリミッタ１３を通して後、すべり周波数ＦＳとして出
力する構成としている。

また、第３図は第２図における微分補償器１４の詳細を
示したもので、回転周波数ＦＲと予め定めた基桑値Ｃ１
との大小を比較する比較部２０の出力により、ゲイン選
択用のスイッチ２１を切換えて微分ゲインに２を変化さ
せるものである。微分ゲインに２は予めに２Ｌ、　　Ｋ
２２等複数用意してあり、これらから比較結果に応じて
選択する。そして、ＥＣの変化分に対し補償演算部２２
にて微分ゲインに２及びすべりＳ対応分の補償を行い、
ＦＳ３を得る。

このような制御部を持つＶＶＶＦインバータは、パルス
ジェネレータ１により電動機の回転数を検知する。そし
て、このパルスジェネレータ１の信号より回転数周波数
演算部２は誘導電動機の回転数ＰＲを算出して出力する
。一方、空転滑走検知部３はパルスジェネレータ１の信
号変化率より車輪の空転及び滑走を検知する。そして、
これを空転滑走条件ＷＳＤとして出力する。

マスターコントローラおよびブレーキ弁４からは走行指
令Ｍおよびノツチ指令Ｐ／Ｂが出力され、これらは電流
指令値演算部５および力行回生判別部６に与えられる。

電流指令値演算部５はマスコン指令Ｍ　Ｃおよび空転滑
走条件ＷＳＤおよび外部より与えられる応荷徂■Ｌに応
じて電流指令値ＩＣを算出し、この算出した電流指令値
ＩＣをすべり周波数演算部１７に出力する。また、カ行
回生判別部６はノツチ指令Ｐ／Ｂによって力行Ｐの状態
であるか、回生Ｂの状態であるかを判別する。

そしてその判別結果をすべり周波数演算部１７と変調率
演算部８に与える。すると、すべり周波数演算部１７は
回転周波数演算部２の出力する回転周波数ＦＲと、電流
指令値ＩＣおよび力行Ｐまたは回生Ｂの条件と、更にま
た電流指令値ＩＣと誘導電動機の電流ＩＭとの電流（＋
２差ＩＵとに応じてＪ！鵡すべり周波数ＦＳを算出する
。すなわち、すべり周波数演算部１７は電流指令値ＩＣ
に対する基糸すベリ周波数ＦＳＬの関係を関数として持
ち、入力される電流指令値ＩＣに対する基準すべり周波
数ＦＳ１を出力する関数器１１にて電流指令値演算部５
からの電流指令値ＩＣに対する基塾すべり周波数ＦＳＩ
を得、また、電流偏差ＩＵの１次遅れｒｌｌｉ償をして
該補償済みの出力を定電流補償すべり周波数ＦＳ２とし
て出力する１次遅れ補償器１２により電流偏差ＩＵの１
次遅れ補償をした定電流補償すべり周波数ＦＳ２を得、
また、インバータ入力電圧ＥＣより得たインバータ入力
電流変動分に対し、ずべりＳと微分補償ゲインに２を乗
じてインバータ入力電圧ＥＣの微分補償を行う微分補償
器１４によりインバータ入力電圧ＥＣの微分補償済み出
力ＦＳ３を得る。また、微分補償済み出力ＦＳ３はカ行
回生判別部６の判別結果に応じてそのまま又は極性反転
して取出され、更にこれら基轄ずベリ周波数ＦＳＩと定
電流補償すべり周波数ＦＳ２およびスイッチ１５により
極性選択された微分補償器１４の出力１”　Ｓ　３の和
をリミッタ１３を通して後、すべり周波数ＦＳとして出
力する。この結果、基準すべり周波数に定電流ｈｌｉ償
すべり周波数と入力電圧ＥＣの微分補償を加味したすべ
り周波数ＦＳが得られることになる。そして、このよう
にして算出されたすべり周波数ＦＳは回転周波数演算部
２の演算した回転周波数ＦＲに加えられてインバータ周
波数Ｆとなる。また、変調率演算部８はこのインバータ
周波数Ｆおよびインバータ入力電圧ＥＣより力行Ｐ１回
回生条件に応じて変調率ＡＬを算出する。また、変調パ
ルスモード演算部９はインバータ周波数Ｆより変調パル
スモードＮを算出する。こうして求められたインバータ
出力周波数Ｆおよび変調パルスモードＮおよび変調率Ａ
ＬはＰＷＭ変調部１０に与えられ、ＰＷＭ変調部１０は
これらインバータ出力周波数Ｆおよび変調パルスモード
Ｎおよび変調率ＡＬに従ってＰＷＭ変調を行い、インバ
ータのゲートパルスを発生してインバータ部に与える。

これにより、ＶＶＶＦインバータ２２は周波数と電圧の
制御を電流一定の条件下で行うことになる。

このような構成によれば、ＶＶＶＦインバータ２２はそ
の交流出力電圧ＥＭとすべり周波数ＦＳを独立に制御す
ることが出来て、しかも、第１０図の制御特性要因図に
示した通り、それぞれ次のように制御できる。

すなわち、ＶＶＶＦインバータの交流出力電圧ＥＭと出
力周波数Ｆとが比例関係にある第１０図に示した出力周
波数Ｆが零から、交流出力電圧が飽和する点Ｆ１の範囲
では、交流出力電圧Ｅ　Ｍとすべり周波数ＦＳは共に制
御可能であり、従って、この場合は電流指令値ＩＣと誘
導電動機の電流ＩＭは等しくなるように制御し、ＶＶＶ
Ｆ’インバータの出力周波数Ｆが前記Ｆ１を超え、且つ
、誘導電動機をすべり周波数制御する上で、すべり周波
数制御可能な最大のすべり周波数ＦＳに相当するＶＶＶ
Ｆインバータ出力周波数Ｆ２までの範囲では、交流出力
電圧ＥＭが最大値となるように、また、ずべり周波数Ｆ
ＳはＦｌからＦ２に向うにつれ大きくなるように制御し
、且つ、電流指令値ＩＣと誘導電動機の電流ＩＭは上述
同様に等しくなるように制御する。

また、ＶＶＶＦインバータ出力周出力周波数−Ｆ２を超
える範囲では、交流出力電圧ＥＭ、すべり周波数ＦＳ共
に最大値一定で、誘導電動機の電流ＩＭは電流指令値Ｉ
Ｃより少ない状態となるように制御する。

ここで本発明の目的とするところは振動現象のダンピン
グの強化である。ＶＶＶＦインバータにおいて、振動現
象のダンピングを強化する方法として通常考えられてい
るのは、一般の変換器で行われているように誘導電動機
の電流ＩＭの微分要素を負帰還でＶＶＶＦインバータの
交流出力電圧ＥＭの制御パラメータである変調率ＡＬに
加える方法である。この方法は第７図において振動電流
分についてのみ、見掛は上、過渡的Ｒ１を大きくする方
法であり、電圧を可変する制御変換器すなわち、ＶＶＶ
Ｆインバータに限らずチョッパ装置、位相制御整流器、
ＣＶＣＦインバータ等どれにも共通する有効な方法であ
る。しかし、この方法はＶＶＶＦインバータでは第１０
図に示すようにＶＶＶＦインバータ出力周出力周波数−
Ｆ１の範囲でのみ、適用できるに過ぎないから、これを
外れる領域では当然アンチハント効果は失われてしまう
。

本発明ではＶＶＶＦインバータ特有の制御要素であるす
べり周波数ＦＳに着目し、並列共振条件の変更、制御を
行うことによりアンチハントを可能にしている。具体的
には次のような作用による。

すなわち、第７図で説明したようにダンピングを強化す
るためのもう一つの要素である２次等価抵抗Ｒ２／Ｓを
、振動電流に対してのみ過渡的に小さく出来れば良い訳
であるが、すべり周波数ＦＳの定常的な値は、電流指令
値ＩＣと誘導電動機の電流ＩＭを等しくするための第９
図に示した電流指令値ＩＣによる基準すべり周波数ＦＳ
Ｉと７Ｍ流偏差ＩＵの１次遅れ補償の定電流補正すべり
周波数ＦＳ２の和である定電流制御要素によって決定さ
れるので、誘導電動機の電流ＩＭに重畳する振動電流、
すなわち、誘導電動機の電流ＩＭの変化分についてのみ
、すべり周波数ＦＳを調整する要素を追加すれば良いこ
とになる。

そこで、本発明では次のように方法で６１Ｍを検知する
。６１Ｍと入力フィルタコンデンサ電圧の振動成分ΔＥ
Ｃとの間には、次式の関係がある。

また、入力フィルタコンデンサ電圧の直流成分をＥＣ，
とすると、入力フィルタコンデンサ電圧ＥＣはＥＣ−ＥＣ８＋ΔＥＣであり、これを微分すると、となり、インバータ入力電圧ＥＣを微分することにより
振動電流成分ΔＩＭを得ることが出来る。

（勿論、電圧を利用せずに、直接電流をｆｌｌｌ＋定す
ることで振動電流成分ΔＩＭをを得るようにしても良い
。）従って、すべり周波数によりダンピング強化を実現
するためには第２図に示すすべり周波数演算部■７を機
能さ・せれば良い。

すなわち、すべり周波数演算部１７の機能は上述したよ
うに、インバータ入力電圧ＥＣ（すなわち、フィルタコ
ンデンサｃｏの電圧）の微分値に微分ゲインに２とすべ
りＳと乗じて電流振動の微分補償値を得、これを力行時
はスイッチ１５により前記基準すベリ周波数ＦＳＩと定
電流補正すべり周波数ＦＳ２の和に対して加算する。こ
れにより、フィルタコンデンサの電圧ＥＣが増加しよう
とすると、Ｒ２／Ｓが小さくなり、第７図に示した励磁
インダクタンスＬｍに流れ込む電流が増加しないように
作用することになる。逆にフィルタコンデンサ電圧ＥＣ
が減少しようとすると、Ｒ２／Ｓが大きくなり、励磁イ
ンダクタンスＬｍに流れ込む電流が減少しないように作
用する。この作用は誘導電動機の電流ＩＭに振動電流が
発生しても功磁インダクタンスＬｍの電流を一定に保と
うとするものであり、これはすなわち、振動電流を等価
２次レジスタンスの過渡変化により吸収するものであっ
て、電流指令値ＩＣと誘導電動機の電流ＩＭが等しく定
電流特性であることには何等の影響を与えることなく、
振励電流ついてのみ、大きなダンピングが作用する。

カ行の場合は、電力を電源側より供給しているので、誘
導電動機の電流ＩＭの変動とインバータの入力端に設け
である入力フィルタコンデンサｃｏの電圧ＥＣが逆位相
となる。従って、入力フィルタコンデンサｃｏの電圧Ｅ
Ｃが上昇しようとするときはＲ２／Ｓを小さくすること
により、その上昇を抑えるようにフィルタコンデンサ電
圧ＥＣの微分要素を正帰還で加えるが、電力回生ブレー
キの場合には逆に電力を電源に回生ずるので、誘導電動
機の電流ＩＭの変動と入力フィルタコンデンサｃｏの電
圧ＥＣの変動が同位相になる。従って、スイッチ１５に
より極性変換器１６を通して極性反転された゛ＦＳ３出
力を選択して加えるすなわち、入力フィルタコンデンサ
Ｃｏの電圧ＥＣの微分要素を負帰還で加えることにより
カ行の場合と全く同じダンピング効果が得られることに
なる。

ところで、第７図で述べたように、インバータ周波数Ｆ
が高くなると、すべりＳが小さくなるため、ダンピング
効果が低下する。これを補償するため、微分補償器１４
では第３図に示すように、回転周波数ＦＲを比較部２０
で判別し、Ｃ１値以下では微分ゲインに２−に２１値と
し、基阜値である０１以上では微分ゲインに２−に２２
とするようにスイッチ２１によって車両速度に応じて微
分ゲインのレベルを選択切替えしている。そして、これ
により全速度域のダンピング効果の大小を補正する。

このように本装置では誘導電動機をＶＶＶＦインバータ
によりすべり周波数制御する場合の主回路の振動電流を
、与えるべきすべり周波数に対し微分要素を運転条件に
応じた極性で加えて補正することにより、等価２次レジ
スタンスＲ２／Ｓを制御し、この等価２次レジスタンス
Ｒ２／　Ｓの過渡変化により振動電流を吸収して抑制す
るようにしたので、誘導電動機を入力ＬＣフィルタを有
するＶＶＶＦインバータですべり周波数制御により駆動
する場合に発生する主回路電流の振動現象を、定電流制
御性能を何等損うことなく抑制することが出来るように
なる。

尚、本装置は第４図のように構成することも出来る。第
４図はＶＶＶＦインバータの制御部であり、ここではす
べり周波数演算部１７ａの入力として第１図の方式にお
ける回転周波数ＦＲの代りに変調パルスモード演算部９
の出力する変調パルスモードＮを与えるようにしたもの
である。またこの場合、すべり周波数演算部１７の構成
は第５図の如きで微分補償器１４ａの入力はインバータ
入力電圧ＥＣと変調パルスモードＮとする以外第２図の
場合と基本的には変らない。微分補償器１４ａの構成は
第６図の如き構成とする。すなわち、微分補償器１４ａ
は第６図に示すように出力電圧固定モード（単一パルス
モード）か否かを判別する比較部３０と、この比較結果
に応じ、電圧ＥＣに対する微分補償器１４ａの微分ゲイ
ンに２を選択する（予め設定された異なるレベルのゲイ
ンに２３．　　Ｋ２４のうちいずれとするかを選択する
）ゲイン切換えスイッチ３１、このゲイン切換えスイッ
チ３１にて選択された微分ゲインに２とすベリＳを乗算
して入力電圧ＥＣの変動分に対する微分補償し、ＦＳ３
として出力する演算部３２よりなる。

第１０図におけるＶＶＶＦ制御特性において、出力周波
数Ｆ１以下はインバータ出力電圧可変制御領域であり、
また、Ｆ１以下は出力電圧固定領域である。

この制御モードは制御部を構成している第４図における
変調パルスモード演算部９によって決定され、出力され
る変調パルスモード信号Ｎを利用して判別する。そのた
め、この変調パルスモード信号Ｎを第４図におけるすべ
り周波数演算部＝１７ａの微分補償器１４ａに入力し、
微分？１ｌｉｃ器１４ａでは第６図に示すように比較部
３０で出力電圧固定モードすなわち、単一パルスモード
か否かを判別し、この判別結果に応じてゲイン切換えス
イッチ償器１４ａの微分ゲインに２をモード判別結果に
応じて変化させ、補償演算部３２では電圧ＥＣを選択さ
れた微分ゲインに２対応分補正して微分補償することに
より、全速度領域のダンピング効果を補正するものであ
る。

これによっても誘導電動機を入力ＬＣフィルタを有する
ＶＶＶＦインバータですべり周波数制御により駆動する
場合に発生する主回路の振動現象を、定電流制御性能を
何等損うことなく阻止することが出来る。

〔発明の効果〕

以上、詳述したように本発明によれば、入力側にＬＣフ
ィルタを設けたＶＶＶＦインバータを電源として用いる
電気車において、主回路電流の振動現象を容易に抑制す
ることが出来るようにした電気車制御装置を提供できる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す制御ブロック図、第２
図は本装置に用いるすべり周波数７＊算部の構成例を示
すブロック図、第３図はその微分補償器の構成を示すブ
ロック図、第４図は制御部の他の実施例を示すブロック
図、第５図はそのすべり周波数演算部の構成例を示すブ
ロック図、第６図は第５図における微分補償器の構成を
示すブロック図、第７図は入力側にＬＣフィルタを有す
るＶＶＶＦインバータの等価回路図、第８図および第９
図は従来システムを説明するための図、第１０図はＶＶ
ＶＦインバータの特性を説明するための図である。１・・・パルスジェネレータ、２・・・回転周波数演算
部、３・・・空転滑走検知部、４・・・マスターコント
ローラおよびブレーキ弁、５・・・電流指令値演算部、
６・・・力行回生判別部、８・・・変調率演算部、９・
・・変調パルスモード演算部、１０・・・ＰＷＭ変調部
、１１・・・関数器、１２・・・１次遅れ補償器、１３
・・・リミッタ、１４・・・微分補償器、１５．２１．
３１・・・切換スイッチ、ＩＢ・・・極性変換器、１７
・・・すべり周波数演算部、２０．３０・・・比較部、
２２．３２・・・補償演算部。第３図ｍ６図ＶＶＶＦインバータの出力周波数（Ｆ）第１０図

Claims

【特許請求の範囲】

入力側にリアクトルとコンデンサからなるフィルタを設
けた電圧形の可変電圧可変周波数制御インバータを誘導
電動機の電源とし、この誘導電動機の回転数を検出して
回転周波数を求め、また電流指令値に応じたすべり周波
数を演算してこの分を前記回転周波数に対し補正してイ
ンバータ周波数とし、この周波数となるようにインバー
タ周波数を制御する電気車制御装置において、上記コン
デンサ電圧または電流変動分に対し所定の補償ゲインと
すべりを乗じ微分補償値として得、これを力行時にはす
べり周波数に加算補償、回生時にはすべり周波数に減算
補償する補償手段と、誘導電動機の回転速度に応じて上
記補償ゲインを変化させる補償ゲイン選択手段とを設け
たことを特徴とする電気車制御装置。