JPH03112092A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、スイッチング素子のオン期間を制御可能な制
御回路を備えたインバータ装置に関するものである。

［在米の技術１ インバータ装置は放電灯を高周波点灯する放電灯点灯装
置等に用いられている。この種の放電灯点灯装置を第９
図に示す。この放電灯点灯装置は、所謂−万代のインバ
ータを用いたもので、直流電源Ｅの両端にコンデンサＣ
Ｉ及びチョークコイルＬ、の並列回路を介してダイオー
ドＤ１が逆並列に接続されたトランジスタＱ、を接続す
ると共に、上記並列回路の両端に放電灯ｌａとチョーク
フィルＬ２との直列回路を並列に接続してあり、上記チ
ョークコイルＬ２に直列に挿入されたカレントトランス
ＣＴ、によりトランジスタＱ１をターンオンするベース
電流を供給するようにしてあり、制御回路１の出力でオ
ン制御されるトランジスタＱ、のベース・エミッタ間に
接続されたトランジスタＱ２でトランジスタＱ１をター
ンオフする構成となっている。

この放電灯点灯装置では、トランジスタＱ１をカレント
トランスＣＴ、及び制御回路１によりオン、オフして、
チョークコイルＬ、、Ｌ、及びコンデンサＣ，，Ｃ，か
らなる共振回路に振動電流を発生することで、直流電源
Ｅから供給される直流電力を高周波電力に変換し、この
高周波電力を放電灯１ａに供給して高周波点灯するもの
である。なお、放電灯１ａに並列に接続されたコンデン
サＣ２は、放電灯Ｎａの始動時にフィラメントに予熱電
流を流す予熱用のコンデンサとしての働きと、放電灯ｒ
ａに始動開始に必要な始動電圧を印加する働きとを持ち
、放電灯ｉｎの７α灯後は放電灯１ａのインピーダンス
が低くなることにより、コンデンサＣ２に流れる電流は
減少するようになっている。

ところで、上記制御回路１では、第１０図（イ）の（ａ
）に示すカレン））ランスＣＴ、の出力電圧Ｖ。□を検
出し、この出力電圧ＶＣＴが基準電圧Ｖ　ｒｅｆに達し
た時点で同図（イ）の（ｂ）に示すようにトランジスタ
Ｑ２をオンするにしである。つまり、制御回路１の出力
でトランジスタＱ２をオンすることで、第１０図（イ）
の（ｅ）に示すトランジスタＱのオン期間を制御する所
謂ＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行うようにしである。

ここで、上記トランジスタＱ２をオンする基準電圧Ｖ　
ｒｅｆは、抵抗Ｒ２゜Ｒ１の分圧電圧で設定してあり、
コンデンサＣ３で安定化し、放電灯１ａが正常点灯して
いるときには基準電圧Ｖｒｅ「が一定になるようにしで
ある。なお、この放電灯点灯装置では上記基準電圧Ｖ　
ｒｅｆが高いほど、トランジスタＱ１のオン期間は長く
なるようにしである。

ところが、この放電灯点灯装置において、チョークコイ
ルＬ、、Ｌ２の一時的な飽和状態や、例えばエミレス状
態や異常低温状態等の原因による放電灯１ａの不１点灯
、あるいは点灯中の立ち消え等の異常が発生すると、ト
ランジスタＱ、に過電流が流れ、この状態を放置してお
くと、トランジスタＱ、が破損してしまうという問題が
ある。

そこで、第９図の放電灯点灯装置では、カレントトラン
スＣＴ、とコンデンサＣ３との間にツェナダイオードＺ
Ｄ、とダイオードＤ、との直列回路を接続しである。つ
まり、上述のような原因で共振電流が増大したときには
、第１０図（ロ）の（ａ）に示すようにカレン））ラン
スＣＴ、のに次側に発生する電圧ＶＣｔの振幅も増加す
る。そこで、このカレントトランスＣＴ、の出力電圧Ｖ
ＣＴの振幅が増大し、この出力電圧ＶＣＴがツェナダイ
オードＺＤ、のツェナ電圧ＶｚとダイオードＤ３の順方
・向電圧ＶＤを加えた一定電圧以上に低下した際（第１
０図（ロ）の（ａ）の斜線で示す。）に、これらツェナ
ダイオードＺＤ、及びダイオードＤ、を介してコンデン
サＣ１の充電電荷を放電するようにしである。

このようにコンデンサＣ７の充電電荷が放電されると、
第１０図（ロ）の（ｄ）に示すように基準電圧Ｖｒｅｆ
が低下することにより、同図（ロ）の（ｃ）に示すよう
にトランジスタＱ１のオン期間が短くなり、インバータ
に流れる共振電流が減少する。従って、トランジスタＱ
、を保護することができる。

ところが、この放電灯点灯装置では負領域で共振電流の
増大を検出して、基準電圧Ｖ　ｒｅｆを低下させている
ために、トランジスタＱ１のコレクタ電流の増加が生じ
た後の次の半サイクルで共振電流の増大を検出すること
になる。従って、瞬時的な急激な電流増加（例えば、放
電灯１ａの放電と非放電との繰り返し時の過電流や、チ
ョークコイルＬ、、Ｌ２の急激な飽和）に対して、その
異常が発生した半サイクルには保護動作が行われないこ
とになり、つまりは保護動作に遅れを生じ、トランジス
タＱ＋が破損する場合がある。

また、このような保護回路では過電流が流れた時の保護
動作を早くするためには、コンデンサＣ５の電荷を素早
く放電する必要がある。しかし、このコンデンサＣ１の
放電のスピードは、ツェナダイオードＺＤ、とダイオー
ドＤ３との内部インピーダンスと、カレントトランスＣ
Ｔ、の出力電圧■ｏＴとは余り変えることができないの
で、コンデンサＣ５の容量を小さくするしかない。とこ
ろが、このようにコンデンサＣコの容量を小さくすると
、今度はコンデンサＣ５の充電速度が速くなり過ぎて、
つまりはトランジスタＱ１のオン期間の増加が速くなり
過ぎて、インバータの共振が乱れる現象が生じる。この
場合には過電流や過電圧の発生や異常振動状態の発生を
招くことになる。なお、この状態は特に放電灯１ａの始
動過程で起こりやすい。従って、コンデンサＣ３の容量
を小さくした場合には、抵抗Ｒ２，Ｒ，の値を大きくし
て、充電スピードは速くならないようにする必要がある
。

しかし、このようにすると今度は抵抗Ｒｚ　、Ｒｓで決
まる基準電圧Ｖ　ｒｅｆにノイズが重畳しやすくなり、
基準電圧Ｖ　ｒｅｆの安定性が悪化する。従って、上述
の点を考慮した場合、コンデンサＣ３の容量を小さくす
るには限度があり、例えば１００分の１や１０００分の
１といった容量に小さくすることは難しい。

さらに、上述の放電灯点灯装置の構成であると、カレン
トトランスＣＴ、ではチョークコイルＬ２を流れる電流
しか検出できず、例えばチロ−クコイルＬ１からトラン
ジスタＱ、に流れる電流を検出することはできないとい
う問題もあった。

そこで、上述の問題を解消するために第１１図に示す放
電灯点灯装置が提供されている。この放電灯点灯装置で
は、トランジスタＱ、に直列に抵抗Ｒ１を接続し、この
抵抗Ｒ１の両端電圧を基準電圧■ｒと比較するコンパレ
ータＣＰＩと、コンパレータＣＰＩの出力をラッチする
ラッチ回路２とで保護回路を構成したもので、その他の
構成は第９図回路の放電灯点灯装置とほぼ同じである。

この放電灯点灯装置の保護回路部では、トランジスタＱ
、に流れる電流により抵抗Ｒ８の両端に発生する電圧で
、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４を充電し、こ
のコンデンサＣ４の充電電圧をコンパレータＣＰ１で基
準電圧Ｖｒと比較し、上記充電電圧が基準電圧Ｖｒ以上
に上昇したときの出力をラッチ回路２でラッチし、この
ラッチ回路２の出力で制御回路１を制御して、インバー
タの発振動作を停止させるようにしである。なお、コン
デンサＣ１は誤動作を防止するために設けてあり、この
コンデンサＣ２に並列に接続されたツェナダイオードＺ
　Ｄ　２はコンデンサＣ２の電圧を制限するもので、抵
抗Ｒ５はコンデンサＣ４の放電抵抗である。

［発明が解決しようとする課題１ しかしながら、上述の放電灯点灯装置の保護回路では、
ラッチ回路２を用いであるため誤動作を防止するコンデ
ンサＣ１を必要とし、このコンデンサＣ１の充電時間だ
け応答が遅れるという問題がある。また、一過性の過電
流が流れ、コンパレータＣＰ、の出力が生じた場合に、
その過電流を発生した異常の原因がなくなっても、イン
バータの動作は停止したままとなり、上記保護回路をリ
セットするためには電源を断つ等の操作を必要とする問
題があった。

本発明は上述の点に鑑みて為されたものであり、その目
的とするところは、できるだけ応答の遅れを無くすこと
ができ、しかも確実に回路部品の保護を行うことができ
るインバータ装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段１ 上記目的を達成するために、本発明はコンデンサの充電
電圧で基準電圧を設定し、構成部品に流れる電流が共通
に流れる箇所の電流を検出し、この電流が所定値以上と
なった際にコンデンサの両端を短絡して上記電流を低下
させるように基準電圧を下げる保護回路を設けである。

なお、コンデンサの放電スピードをさらに改善する場合
には、上記コンデンサを増幅回路を介して充電すると効
果的である。

［作用１ 本発明は、上述のように保護回路が各構成部品に流れる
電流が共通に流れる箇所の電流を検出することにより、
各種の異常により過電流が流れたことを確実に検出でき
るようにし、またこの電流が所定値以上となった際に、
充電電圧で基準電圧が設定されるコンデンサの両端を短
絡して上記電流を低下させるように基準電圧を下げるよ
うにすることにより、コンデンサの放電スピードを速く
して、異常に対する応答を早くするようにしたものであ
る。

なお、コンデンサを増幅回路を介して充電するようにす
れば、容量の小さいコンデンサであっても制御回路の基
準電圧を安定に保つことができ、放電のスピードをさら
に速めることができる。

［笑施例１１ 第１図乃至第３図に本発明の一実施例を示す。

本実施例の基本回路構成は第９図回路と同じもので、保
護回路ではｖＪｌ、１図回路と同様にトランジスタＱ、
に流れる電流から共振電流の異常を検出するようにして
あり、本実施例の特徴とするところはコンパレータＣＰ
＋で構成される異常検出回路３の出力に応じて制御回路
１の基準電圧Ｖｒｅｒの安定化のために設けたコンデン
サＣ３の両端を短絡するスイッチ手段ＳＷ２を設けた点
にある。

上記第１図回路の具体回路を第３図に示す。この第３図
においてはスイッチ手段ＳＷ２としてトランジスタＱ、
を用いである。そして、制御回路１は制御電源Ｖｃｃに
より抵抗Ｒ６を介して充電されるコンデンサＣ６を備え
、このコンデンサＣ５の両端電圧を基準電圧Ｖ　ｒｅｆ
とコンパレータＣＰ２で比較することにより、トランジ
スタＱ１のオン期間を決定するようにしてあり、上記コ
ンデンサＣ３の充放電はトランジスタＱ、、Ｑ５の導通
状態で制御するようにしである。つまり、この制御回路
１では、カレン））ランスＣＴ、の出力電圧ｖｃＴが正
電圧となった時点からコンデンサＣ５の充電を開始させ
、このコンデンサＣ３の両端電圧が基準電圧Ｖｒｅｒを
越えた時点で、出力がローレベルとなることにより、ト
ランジスタＱ１をオフにするように動作する。

今、何等かの異常が発生して、第２図（ロ）の（ｂ）に
示すようにトランジスタＱ、に過電流が流れたとすると
、コンパレータＣＰＩの出力がハイレベルとなり、この
ためトランジスタＱ、が同図（ロ）の（「）に示すよう
にオンしてコンデンサＣ３の両端電圧を短絡することに
より、基準電圧Ｖ　ｒｅｆが同図（ロ）の（ｄ）に示す
ように引き下げられ、このため同図（ロ）の（ｅ）に示
すようにトランジスタＱ１のオン期間が短くなり、回路
部品に過電流が流れることが防止される。なお、正常時
の動作を１２図（イ）に示す。このように本実施例によ
れば、トランジスタＱ、によりコンデンサＣ１の両端を
短絡するようにしであるので、コンデンサＣ１の放電ス
ピードを速くすることができ、比較的に容量の大きなコ
ンデンサＣ３であっても放電スピードを速くすることが
でき、よって応答遅れを少なくすることができる。しか
も、コンデンサＣ５のａｔを小さ（する場合のように抵
抗Ｒ，，Ｒ，を大きくする必要がないので、インバータ
の発振動作の乱れ等の問題が生じない。また、異常の発
生に伴い過電流をトランジスタＱ、に流れる電流から検
出するようにしであるので、すべての過電流を検出する
ことができる。さらに、第１１図回路のように制御回路
１の動作を停止するラッチ回路を用いていないので、一
過性の過電流が生じて保護回路が働いた際にリセットを
行うという操作が不要である。この際にはトランジスタ
Ｑ３がオフすることにより、コンデンサＣ７がゆっくり
充電され、自動的に正常時の動作に戻る。また、上述の
ようにラッチ回路を用いていないため、保護回路の誤動
作を防止するために、コンパレータＣＰＩの入力に応答
遅れをもたらすコンデンサ等を含む回路が必要なく、上
記コンデンサＣ３により応答遅れを解消できたことと相
まって良好な応答性が得られる。よって、応答遅れによ
る保護機能の低下の問題もない。

［実施例２］ 第４図乃至第６図に本発明の他の実施例を示す。

本実施例ではコンデンサＣ１の放電スピードをさらに速
く改善するようにしてもので、第４図に示すように抵抗
Ｒ３の両端にＰＮＰ型のトランジスタＱ６を接続し、こ
のトランジスタＱ６のベース・コレクタ開にコンデンサ
Ｃ３を接続した所謂ミラー積分回路を用い、制御回路１
から見てコンデンサＣ５が見掛は上大きくなるようにし
たものである。

これを説明すると、第５図に示すように、トランジスタ
Ｑ、の各部の電流を決めて、スイッチＳＷ２をオンから
オフにした際の全体の等価容量をＣとすると、 Ｑ＝Ｃ−Ｖｒｅｆ＝ｉＨ・ａｔ＝ｉｃ−ａｔ　　（ｈｆ
ｅ大）＝ｈｆｅ−１Ｂ−７１１ｔ ＝ｈｆｅ−Ｃ３・（Ｖｒｅｆ−ＶＢＥ）Ｖ　ｒｅｆ　＞
＞　Ｖ　ａｐのとき、Ｃ＃ｈｆｅ−Ｃ，となる。

つまり、上述の構成とすれば、トランジスタＱ６として
ｈｆｅの大きなものを用いれば、コンデンサＣ１を小さ
くしても十分にゆっくりした充電速度で充電され、且つ
スイッチ手段ＳＷ　２をオフした際の放電スピードは速
くすることができる。

ところで、上述のミラー積分回路は第７図（ｂ）に示す
ようにトランジスタＱ６の代わりにターリントン構成の
トランジスタＱ　、　ｌを用いても良い。

また、１７図＜６）に示すように、トランジスタ。６の
代わりにＮＰＮ　）ランジスタ。７を用いることもでき
る。但し、この場合にはコンデンサＣ５の充電電荷を放
電するためにトランジスタ。、を必要とする。

ところで、上述の説明では一方式インバータを用いた場
合について説明したが、ハーフブリッジｌｉｔ戊等の他
の構成のインバータにも本発明を適用できる。第８図に
ハーフブリッジ構成のインバータに本発明を適用した場
合を示す。この放電灯、α灯装置では、直流電源Ｅの両
端にダイオードＤ、。

Ｄ、が逆並列に接続されたトランジスタ。９．Ｑ、。

を直列接続すると共に、トランジスタ。、の両端に転流
用コンデンサＣ０を介して放電灯ｌａ１チョークコイル
しい及び駆動トランスＣＴ、の１次巻線を接続してあり
、駆動トランスＣＴ、の２次巻線に夫々誘起される電圧
でトランジスタＱ　ｓ　ｔ　Ｑ　＋　。

を交互にスイッチングして、直流電源Ｅから供給される
直流電力を高周波電力に変換して放電灯ｅａに供給する
ようにしである。そして、駆動トランスＣＴ、の２次巻
線に誘起される電圧に応じて上述の１石インバータと同
様にして制御回路１がトランジスタＱ、。のオン期間を
制御するものである。

なお、本発明に係る主要部の動作は第６図回路と同じ構
成となっている。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、保護回路が各構成部品に流れる
電流が共通に流れる随所の電流を検出するので、各種の
異常により過電流が流れたことを確実に検出でき、また
この電流が所定値以上となった際に、充電電圧で基準電
圧が設定されるコンデンサの両端を短絡して上記電流を
低下させるように基準電圧を下げるようにすることで、
コンデンサの放電スピードを速くして、異常に対する応
答を早くすることができる。

なお、コンデンサを増幅回路を介して充電するようにす
れば、容量の小さいコンデンサであっても制御回路の基
準電圧を安定に保つことができ、しかも放電のスピード
を速めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は同上の動
作説明図、第３図は同上の具体回路図、第４図は他の実
施例の要部の回路図、第５図は同上の要部の説明図、第
６図は同上の具体回路図、第７図（ａ）、（ｂ）は同上
の要部の応用回路図、第８図は更に他の実施例の具体回
路図、第９図は従来例の回路図、第１０図は同上の動作
説明図、＃Ｓ１１図は他の従来例の回路図である。 Ｑ、はトランジスタ、ｉａは放電灯、Ｅは直流電源、Ｃ
Ｐ、はコンパレータ、Ｃ３はコンデンサ、１は制御回路
である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源から供給される直流電力をスイッチング
   素子のスイッチングにより高周波電力に変換して負荷に
   供給すると共に、基準電圧の設定に応じて制御回路がス
   イッチング素子のオン期間を制御可能なインバータ装置
   において、コンデンサの充電電圧で上記基準電圧を設定
   し、構成部品に流れる電流が共通に流れる箇所の電流を
   検出し、この電流が所定値以上となった際にコンデンサ
   の両端を短絡して上記電流を低下させるように基準電圧
   を下げる保護回路を備えたインバータ装置。
2. （２）上記コンデンサを増幅回路を介して充電して成る
   請求項１記載のインバータ装置。