JPH03117203A - Fm demodulation circuit employing phase locked loop - Google Patents
Fm demodulation circuit employing phase locked loopInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野コ
本発明は、位相固定ループ（以下、ＰＬＬと呼ぶ）を使
用してＦＭ変調信号を復調するＰＬＬによるＦＭ復調回
路に関し、特にそのループゲインを一定に保つように入
力段に自動利得制御回路（以下、ＡＧＣ回路と呼ぶ）を
設けたＰＬＬによるＦＭ復調回路に関する。Detailed Description of the Invention [Field of Industrial Application] The present invention relates to a PLL-based FM demodulation circuit that demodulates an FM modulated signal using a phase-locked loop (hereinafter referred to as PLL). The present invention relates to an FM demodulation circuit using a PLL, in which an automatic gain control circuit (hereinafter referred to as an AGC circuit) is provided at the input stage to keep the gain constant.
［従来の技術］
従来、ＰＬＬを使用したＦＭ復調回路としては、一般に
第４図に示す回路が知られている。[Prior Art] Conventionally, a circuit shown in FIG. 4 is generally known as an FM demodulation circuit using a PLL.
即ち、入力端子１１を介して入力されたＦＭ変調信号は
、位相検波回路１に入力されている。この位相検波回路
１は、上記ＦＭ変調信号と後述する電圧制御発振出力と
を入力して両者の位相誤差を出力する。この位相誤差は
、ＰＬＬルーブフィルタ２で平滑化された後、位相誤差
増幅器３で増幅される。この位相誤差増幅器３の出力は
、電圧制御発振器４に制御電圧として与えられている。That is, the FM modulation signal input via the input terminal 11 is input to the phase detection circuit 1. This phase detection circuit 1 receives the above-mentioned FM modulation signal and a voltage-controlled oscillation output, which will be described later, and outputs a phase error between the two. This phase error is smoothed by a PLL Lube filter 2 and then amplified by a phase error amplifier 3. The output of this phase error amplifier 3 is given to a voltage controlled oscillator 4 as a control voltage.
電圧制御発振器４は、制御電圧に応じてその出力信号の
発振周波数を制御して、この出力を前記電圧制御発振出
力として位相検波回路１に供給する。The voltage controlled oscillator 4 controls the oscillation frequency of its output signal according to the control voltage, and supplies this output to the phase detection circuit 1 as the voltage controlled oscillation output.
そして、ＰＬＬループフィルタ２の出力又は位相誤差増
幅器３の出力が、ＦＭ復調信号として外部に取り出され
るようになっている。Then, the output of the PLL loop filter 2 or the output of the phase error amplifier 3 is taken out as an FM demodulated signal.
このようなＰＬＬＦＭ復調回路においては、その入力信
号をＶＩＮ位相検波回路１の電圧利得をＫＤＮ位相誤差
増幅器３の利得をＫ ｎｃ％電圧制御発振器４の変調感
度をＫ。とすると、ＰＬＬループゲインＫｖを、次の（
１）式のように表すことができる。In such a PLLFM demodulation circuit, the input signal is VIN, the voltage gain of the phase detection circuit 1 is KDN, the gain of the phase error amplifier 3 is Knc%, and the modulation sensitivity of the voltage controlled oscillator 4 is K. Then, the PLL loop gain Kv is expressed as (
1) It can be expressed as follows.
Ｋｖ ＝−ｖ ｔ Ｋｏ ＫｏｃＫｏ
・・・（１）π
通常、このループゲインＫｖは、ＦＭ変調信号の変調度
に応じて決定される。例えば衛星放送のように、入力さ
れるＦＭ変調信号の変調度が太きい場合には、ループゲ
インＫｖは大きく設定され、変調度が小さい場合には、
小さく設定されるが、安定にＦＭ復調を行なうには、Ｋ
ｖが常に一定であることが必要である。Ｋ、が変動する
と、ＰＬＬロックレンジが変動するため、ＰＬＬロック
外れを起こす等の問題があるからである。Kv = -v t Ko KocKo
(1) π Usually, this loop gain Kv is determined according to the degree of modulation of the FM modulation signal. For example, when the modulation degree of the input FM modulation signal is thick as in satellite broadcasting, the loop gain Kv is set large, and when the modulation degree is small,
Although it is set small, in order to perform stable FM demodulation, K
It is necessary that v always remain constant. This is because if K changes, the PLL lock range changes, causing problems such as the PLL becoming unlocked.
そこで、従来は、第５図に示すように、位相検波回路１
の前段にＡＧＣ回路５を設け、入力信号ｖ１の振幅値を
一定に保つようにしている。Therefore, conventionally, as shown in FIG.
An AGC circuit 5 is provided in the preceding stage to keep the amplitude value of the input signal v1 constant.
［発明が解決しようとする課題］
しかしながら、上述した従来のＰＬＬＦＭ復調回路では
、ＡＧＣ回路５の入力信号に対する応答がＡＧＣ回路５
内のＡＧＣ検波回路の時定数によって決定され、しかも
この時定数をあまり小さくすることができないことから
、入力信号の急峻な変動に追従しきれずに、出力信号の
振幅が過渡的に変動するという問題点がある。このため
、前述した（１）式における入力信号Ｖｉの振幅値が変
動することによって、ＰＬＬループゲインＫｖが変動し
、ＰＬＬロック外れが発生するという問題点があった。[Problems to be Solved by the Invention] However, in the conventional PLLFM demodulation circuit described above, the response to the input signal of the AGC circuit 5 is
The problem is that the amplitude of the output signal fluctuates transiently without being able to fully follow the steep fluctuations of the input signal, as this time constant cannot be made very small. There is a point. Therefore, when the amplitude value of the input signal Vi in the above-mentioned equation (1) fluctuates, the PLL loop gain Kv fluctuates, causing a problem that the PLL loses lock.
また、ＡＧＣ回路５の出力が瞬間的に大きくなったとき
、入力信号Ｖｔが増大し、これによりＰＬＬループゲイ
ンＫｖが大きくなるので、異常発振が発生し、安定した
ＦＭ復調を行なうことができないという問題点があった
。Furthermore, when the output of the AGC circuit 5 momentarily increases, the input signal Vt increases, which increases the PLL loop gain Kv, causing abnormal oscillation and making it impossible to perform stable FM demodulation. There was a problem.
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、
入力信号の振幅が変動した場合でも、常に一定のＰＬＬ
ループゲインを得ることができ、ロック外れ及び異常発
振等が発生することがないＰＬＬによるＦＭ復調回路を
提供することを目的とする。The present invention has been made in view of such problems, and includes:
PLL that remains constant even when the input signal amplitude fluctuates
It is an object of the present invention to provide an FM demodulation circuit using a PLL that can obtain a loop gain and that does not cause lock-out or abnormal oscillation.
［課題を解決するための手段］
本発明に係る。ＰＬＬによるＦＭ復調回路は、ＦＭ変調
信号を入力しその振幅値を一定にして出力する自動利得
制御回路と、この自動利得制御回路の出力と電圧制御発
振出力とを入力し両者の位相誤差を出力する位相検波回
路と、この位相検波回路の出力を平滑化するループフィ
ルタと、このループフィルタの出力を増幅する位相誤差
増幅器と、この位相誤差増幅器の出力を制御電圧として
入力しこの制御電圧に応じた周波数の出力を前記電圧制
御発振出力として前記自動利得制御回路に出力する電圧
制御発振器とを有する位相固定ループによるＦＭ復調回
路にぢいて、前記自動利得制御回路の出力を入力しその
振幅を検出する振幅検波回路と、この振幅検波回路の出
力を増幅する直流増幅器とを備え、前記位相誤差増幅器
は、前記直流増幅器の出力に応じ、前記自動利得制御回
路の出力振幅が小さ（なったときは、その利得が増大し
、前記出力振幅が太き（なったときは、その利得が低下
する可変利得増幅器からなるものであることを特徴とす
る。[Means for Solving the Problems] According to the present invention. The FM demodulation circuit using PLL includes an automatic gain control circuit that inputs an FM modulation signal and outputs it with a constant amplitude value, and inputs the output of this automatic gain control circuit and a voltage-controlled oscillation output, and outputs the phase error between the two. A phase detection circuit that smoothes the output of this phase detection circuit, a phase error amplifier that amplifies the output of this loop filter, and inputs the output of this phase error amplifier as a control voltage and responds to this control voltage. and a voltage controlled oscillator that outputs the output of the frequency as the voltage controlled oscillation output to the automatic gain control circuit.The output of the automatic gain control circuit is input to an FM demodulation circuit using a phase locked loop, and the amplitude thereof is detected. and a DC amplifier that amplifies the output of the amplitude detection circuit. , is characterized by being comprised of a variable gain amplifier whose gain increases and whose output amplitude becomes thick (when it becomes thick, its gain decreases).
［作用〕
一本発明によれば、位相誤差増幅器が可変利得増幅器に
より構成されている。そして、自動利得制御回路の出力
振幅は振幅検波回路で検出され、この検出出力が直流増
幅器で増幅された後、上記位相誤差増幅器の利得制御電
圧として与えられる。[Operation] According to the present invention, the phase error amplifier is constituted by a variable gain amplifier. Then, the output amplitude of the automatic gain control circuit is detected by an amplitude detection circuit, and after this detection output is amplified by a DC amplifier, it is given as a gain control voltage of the phase error amplifier.
このため、入力されたＦＭ復調信号のレベル変動に応じ
て、自動利得制御回路の出力振幅が小さくなると、位相
誤差増幅器の利得が増大し、また、自動利得制御回路の
出力振幅が大きくなると、位相誤差増幅器の利得が低下
する。この結果、ＰＬＬは、そのループゲインが常に一
定になるように作用する。Therefore, when the output amplitude of the automatic gain control circuit becomes smaller in accordance with the level fluctuation of the input FM demodulated signal, the gain of the phase error amplifier increases, and when the output amplitude of the automatic gain control circuit becomes larger, the phase The gain of the error amplifier decreases. As a result, the PLL operates so that its loop gain is always constant.
［実施例コ
以下、添付の図面に基づいて本発明の実施例について説
明する。[Embodiments] Hereinafter, embodiments of the present invention will be described based on the accompanying drawings.
第１図は本発明の第１の実施例に係るＰＬＬＦＭ復調回
路を示すブロック図である。なお、第１図において、第
４図及び第５図と同一物には同一符号を付し、重複する
部分の詳しい説明は省略する。FIG. 1 is a block diagram showing a PLLFM demodulation circuit according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, the same parts as in FIGS. 4 and 5 are given the same reference numerals, and detailed explanations of the overlapping parts will be omitted.
第１図において、位相検波回路１、ＰＬＬループフィル
タ２、位相誤差増幅器９及び電圧制御発振器４は、縦続
接続されて従来と同様のＰＬＬ回路を構成している。但
し、位相誤差増幅器９は、従来の位相誤差増幅器３とは
異なり、可変利得増幅器により構成されている。In FIG. 1, a phase detection circuit 1, a PLL loop filter 2, a phase error amplifier 9, and a voltage controlled oscillator 4 are connected in cascade to form a PLL circuit similar to the conventional one. However, unlike the conventional phase error amplifier 3, the phase error amplifier 9 is constituted by a variable gain amplifier.
このＰＬＬ回路の前段にはＡＧＣ回路５が設けられてい
る。ＡＧＣ回路５の出力は、振幅検波回路６に入力され
ている。振幅検波回路６は、ＡＧＣ回路５の出力振幅を
検出し、その振幅値に比例した出力を出力する。振幅検
波回路６の出力は直流増幅器７で増幅された後、リミッ
タ８に与えられている。リミッタ８は、直流増幅器７の
出力振幅を制限し、その出力を利得可変端子１３を介し
て位相誤差増幅器９の利得制御入力端に出力する。An AGC circuit 5 is provided in front of this PLL circuit. The output of the AGC circuit 5 is input to an amplitude detection circuit 6. The amplitude detection circuit 6 detects the output amplitude of the AGC circuit 5 and outputs an output proportional to the amplitude value. The output of the amplitude detection circuit 6 is amplified by a DC amplifier 7 and then provided to a limiter 8. The limiter 8 limits the output amplitude of the DC amplifier 7 and outputs the output to the gain control input terminal of the phase error amplifier 9 via the variable gain terminal 13.
次に、このように構成された実施例の動作について説明
する。Next, the operation of the embodiment configured as described above will be explained.
いま、位相検波回路１の入力信号をＶＩ、位相検波回路
１の電圧利得をＫＤ％可変利得の位相誤差増幅器９の電
圧利得をＫｖＤＯ１電圧制御発振器４の変調感度をＫ。Now, the input signal of the phase detection circuit 1 is VI, the voltage gain of the phase detection circuit 1 is KD%, the voltage gain of the variable gain phase error amplifier 9 is KvDO1, and the modulation sensitivity of the voltage controlled oscillator 4 is K.
とすると、ＰＬＬループゲインＫｖは、次の（２）式の
ように表すことができる。Then, the PLL loop gain Kv can be expressed as the following equation (2).
Ｋｖ ” ＶＩ Ｋｎ Ｋｖｏｃ Ｋｏ
・” （２）π
ここで、可変利得位相誤差増幅器９の利得制御電圧対利
得をΔＫｖｐｃ ｄＢ／Ｖとすると、利得制御電圧をｖ
ｏとして、上記（２）式は、次のように表わすことがで
きる。Kv ” VI Kn Kvoc Ko
・” (2) π Here, if the gain control voltage versus gain of the variable gain phase error amplifier 9 is ΔKvpc dB/V, then the gain control voltage is v
As o, the above equation (2) can be expressed as follows.
Ｋｖ ： ＶＩ Ｋｎ ΔＫｖｏｃ Ｖｃ
Ｋｏ ・・・（３）π
いま、ＡＧＣ回路５の出力がΔｖｄＢ上昇したとすると
、ＰＬＬループゲインＫｖ□は、次の（４）のようにな
る。Kv: VI Kn ΔKvoc Vc
Ko (3) π Now, if the output of the AGC circuit 5 increases by ΔvdB, the PLL loop gain Kv□ becomes as shown in the following (4).
２０ １０ｇ＋ｏＫ ｖｌ：２０ １０ｇｔｏＫ ｖ
＋ΔＶ・・・ （４）
このときの振幅検波回路６の出力変化は、振幅検波感度
を−Ａ。Ｖ／ｄＢとすると、−Ａ ｏΔｖ［Ｖコとなり
、直流増幅器７の利得をＢとすると、直流増幅器７の出
力変化、即ち可変利得の位相誤差増幅器９の利得制御電
圧変化ΔＶＯは、下記（５）式のようになる。20 10g+oK vl:20 10gtoK v
+ΔV... (4) The output change of the amplitude detection circuit 6 at this time is the amplitude detection sensitivity -A. V/dB, -A oΔv [V], and if the gain of the DC amplifier 7 is B, the change in the output of the DC amplifier 7, that is, the change in the gain control voltage ΔVO of the variable gain phase error amplifier 9, is expressed as follows (5 ) is as follows.
ΔＶｃ＝ＡｏＢ”Δｖ ［：Ｖ］ ・・・（５）従
って、可変利得の位相誤差増幅器９の利得変化ΔＫ ｖ
ｖｏｃは、次のようになる。ΔVc=AoB”Δv [:V] (5) Therefore, the gain change ΔK v of the variable gain phase error amplifier 9
The voc is as follows.
ΔＫ ｖｖｏｃ＝ −Ａ ｏ Ｂ ・ Δ Ｖ ・
ΔＫｖｏｃ ［ｄＢコ・・・ （６）
よって、ＰＬＬループゲインＫＶＩは、下記（７）式の
ようになる。ΔK vvoc= −A o B ・ Δ V ・
ΔKvoc [dB co... (6) Therefore, the PLL loop gain KVI is expressed by the following equation (7).
２０ １０ｇｔｏＫ ｖｌ＝ ２０ １ｏｇｔｏＫｖ
＋ΔＶ−ＡｏＢ ・ΔＶ・ΔＫＶＤＣ
・・・ （７）
ここで、Δｖ−ＡＯＥ３１ΔＶ−ΔＫＶＤ。＝０１即ち
、ＡｏＢ・ΔＫ ｖＤｃ ＝ １の条件が満たされるよ
うに、振幅検波回路６の検波感度Ａ。、直流増幅器７の
利得Ｂ及び位相誤差増幅器９の利得制御電圧対利得ΔＫ
ｖｏａを設定すると、ＡＧＣ回路５の出力がΔｖｄＢ上
昇してもＰＬＬループゲインＫｖｌは常に一定に保たれ
る。20 10gtoKvl= 20 1ogtoKv
+ΔV−AoB・ΔV・ΔKVDC (7) Here, Δv−AOE31ΔV−ΔKVD. In other words, the detection sensitivity A of the amplitude detection circuit 6 is set so that the condition of AoB·ΔK vDc = 1 is satisfied. , the gain B of the DC amplifier 7 and the gain control voltage of the phase error amplifier 9 vs. gain ΔK
When voa is set, the PLL loop gain Kvl is always kept constant even if the output of the AGC circuit 5 increases by ΔvdB.
次に、振幅検波回路６の応答性について説明する。振幅
検波回路６の時定数による応答遅れ時間をｔａとすると
、振幅検波回路６の振幅検波出力Ｖ＾（１）は、下記（
８）、（９）式のように表すことができる。Next, the response of the amplitude detection circuit 6 will be explained. If the response delay time due to the time constant of the amplitude detection circuit 6 is ta, the amplitude detection output V^(1) of the amplitude detection circuit 6 is expressed as follows (
8) and (9).
ＶＡ （ｔ） ＝−Ａ（１・Δｖａｔ
（０≦ｔ：！ａｔｄ）・・・（８）
ＶＡ （ｔ）＝−Ａ。・ΔＶ
（ｔ＞ｔｄ ） ・・・（９）
このとき、ＰＬＬループゲインＫｖ□は、次のようにな
る。VA (t) = -A(1・Δvat (0≦t:!atd)...(8) VA (t)=-A.・ΔV (t>td)...(9) At this time, PLL The loop gain Kv□ is as follows.
１０ｇ＊ｏＫｖｔ＝ ＩＯｇｔｏＫｖ ＋ΔＶ＋Ａ
ｏ Ｂ ・ΔＫｖＤｃ ｔ
（０≦ｔ≦１．１） ・・・（１０）
１０ｇｔｏＫｖｔ＝ ＩＯｇｔｏＫｖ ＋ΔＶ＋Ａ
ｏ Ｂ・ΔＫｖｏｃ
（ｔ＞ｔｄ ） ・・・（１１）第２図は時間軸
に対するＰＬＬループゲインの応答特性を示すグラフ図
である。この図のようにＡＧＣ回路の応答遅れに対して
ｔｄが十分小さくなるように設定することによって、Ｐ
ＬＬループゲインの変動は十分小さく抑えられる。10g*oKvt=IOgtoKv+ΔV+A
o B ・ΔKvDc t (0≦t≦1.1) ... (10) 10gtoKvt= IOgtoKv +ΔV+A
o B·ΔKvoc (t>td) (11) FIG. 2 is a graph showing the response characteristics of the PLL loop gain with respect to the time axis. As shown in this figure, by setting td so that it is sufficiently small for the response delay of the AGC circuit, P
Fluctuations in the LL loop gain can be suppressed to a sufficiently small level.
第３図は、本発明の第２の実施例に係るＰＬＬＦＭ復調
回路の構成を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing the configuration of a PLLFM demodulation circuit according to a second embodiment of the present invention.
振幅検波回路６は、ＡＧＣ回路の互いに逆相の出力を夫
々入力とするトランジスタ８２．６３及びその共通エミ
ッタに接続された電流源６４からなる差動増幅器及びそ
の出力を平滑化するコンデンサ８５とから構成され、Ａ
ＧＣ回路５の出力振幅に比例した直流電圧を出力する。The amplitude detection circuit 6 is composed of a differential amplifier consisting of transistors 82 and 63 each receiving the outputs of the AGC circuit having opposite phases to each other and a current source 64 connected to their common emitters, and a capacitor 85 for smoothing the output. composed of A
A DC voltage proportional to the output amplitude of the GC circuit 5 is output.
直流増幅器７は、上記振幅検出回路６の出力を一方の入
力とし、基準電圧源７８の出力を他方の入力とする差動
増幅器により構成され、負荷抵抗７１，７２、）ランジ
スタフ３，７４、エミッタ抵抗７５．７６及び電流源７
７から構成されている。この直流増幅器７の各出力は、
トランジスタ８３及び電流源８５からなるエミッタフォ
ロワ回路並びにトランジスタ８４及び電流源８６からな
るエミッタフォロワ回路に夫々入力されている。そして
、これらエミッタフォロワ回路の出力間には、ダイオー
ド８１．８２が逆並列接続されており、リミッタ回路８
を構成している。このリミッタ回路８の出力は位相誤差
増幅器９に入力されている。この位相誤差増幅器９は、
ＰＬＬループフィルタ２からの互いに逆相の出力を入力
とする負荷抵抗３２、トランジスタ３４．３５及びエミ
ッタ抵抗３８．３９からなる第１の差動回路、並びに負
荷抵抗３３、トランジスタ３８．３７及びエミッタ抵抗
４０゜４１からなる第２の差動回路と、これら差動回路
を夫々コレクタ側に接続し、リミッタ回路８の出力を入
力とするトランジスタ４２．４３及びその共通エミッタ
に接続された電流源４４からなる差動増幅回路と、トラ
ンジスタ３５．３７のコレクタ出力を増幅するトランジ
スタ４５及び電流源４６からなるエミッタフォロワ回路
とから構成されている。The DC amplifier 7 is constituted by a differential amplifier which takes the output of the amplitude detection circuit 6 as one input and the output of the reference voltage source 78 as the other input, and includes load resistors 71, 72,) Langisthus 3, 74, and an emitter. Resistor 75, 76 and current source 7
It consists of 7. Each output of this DC amplifier 7 is
It is input to an emitter follower circuit consisting of a transistor 83 and a current source 85, and an emitter follower circuit consisting of a transistor 84 and a current source 86, respectively. Diodes 81 and 82 are connected in antiparallel between the outputs of these emitter follower circuits, and a limiter circuit 8
It consists of The output of this limiter circuit 8 is input to a phase error amplifier 9. This phase error amplifier 9 is
A first differential circuit consisting of a load resistor 32, a transistor 34, 35, and an emitter resistor 38, 39, which receives outputs of mutually opposite phases from the PLL loop filter 2, as well as a load resistor 33, a transistor 38, 37, and an emitter resistor. A second differential circuit consisting of 40.degree. and an emitter follower circuit consisting of a transistor 45 and a current source 46 for amplifying the collector output of the transistors 35 and 37.
この回路によれば、トランジスタ４２．４３からなる差
動増幅器の差動電流比によって利得が制御される。即ち
、トランジスタ４２がオン、トランジスタ４３がオフの
とき、位相誤差増幅器９の利得は、抵抗３３．３８．３
９とトランジスタ３４．３５とからなる差動回路の相互
コンダクタンスｇｅｔにより決定され、トランジスタ４
３がオン、トランジスタ４２がオフのとき、位相誤差増
幅器９の利得は、抵抗３２，４０．４１とトランジスタ
３８．３７とからなる差動回路の相互コンダクタンスｇ
ｖａｚにより決定される。ここでは、例えばトランジス
タ４２がオンのときの位相誤差増幅器９の利得が、トラ
ンジスタ４３がオンのときの位相誤差増幅器９の利得よ
りも大きく設定されている。According to this circuit, the gain is controlled by the differential current ratio of the differential amplifier composed of transistors 42 and 43. That is, when the transistor 42 is on and the transistor 43 is off, the gain of the phase error amplifier 9 is
9 and transistors 34 and 35.
3 is on and the transistor 42 is off, the gain of the phase error amplifier 9 is equal to the mutual conductance g of the differential circuit consisting of the resistors 32, 40.41 and the transistor 38.37.
Determined by vaz. Here, for example, the gain of the phase error amplifier 9 when the transistor 42 is on is set larger than the gain of the phase error amplifier 9 when the transistor 43 is on.
ＡＧＣ回路５の出力振幅が低下すると、振幅検波回路６
の出力値も低下し、直流増幅器７の入力レベルが低下す
るので、直流増幅器７の逆相出力が上昇し、トランジス
タ８３のエミッタレベルが上昇するので、トランジスタ
４２のベース電圧力上昇する。これにより、位相誤差増
幅器９の利得は上昇し、ＰＬＬループゲインを一定にす
るように動作する。When the output amplitude of the AGC circuit 5 decreases, the amplitude detection circuit 6
Since the output value of the DC amplifier 7 also decreases and the input level of the DC amplifier 7 decreases, the negative phase output of the DC amplifier 7 increases, and the emitter level of the transistor 83 increases, so that the base voltage of the transistor 42 increases. As a result, the gain of the phase error amplifier 9 increases and operates to keep the PLL loop gain constant.
一方、ＡＧＣ回路５の出力振幅が上昇した場合は、これ
とは全く逆に位相誤差増幅器９の利得が低下し、やはり
ＰＬＬループゲインを一定にするように動作する。On the other hand, when the output amplitude of the AGC circuit 5 increases, the gain of the phase error amplifier 9 decreases, quite contrary to this, and it operates to keep the PLL loop gain constant.
［発明の効果コ
本発明によれば、位相誤差増幅器が可変利得増幅器によ
り構成され、振幅検波回路が自動利得制御回路の出力振
幅を検出して上記位相誤差増幅器の利得を制御するので
、入力されたＦＭ復調信号のレベル変動に応じて、位相
誤差増幅器の利得が制御され、ＰＬＬループゲインを常
に一定にすることができる。このため、ＰＬＬのロック
外れ及び異常発振等の発生を防止することができるとい
う効果を奏する。[Effects of the Invention] According to the present invention, the phase error amplifier is constituted by a variable gain amplifier, and the amplitude detection circuit detects the output amplitude of the automatic gain control circuit to control the gain of the phase error amplifier. The gain of the phase error amplifier is controlled according to the level fluctuation of the FM demodulated signal, and the PLL loop gain can be kept constant at all times. Therefore, it is possible to prevent the PLL from becoming unlocked and causing abnormal oscillation.
第１図は本発明の第１の実施例に係るＰＬＬＦＭ復調回
路のブロック図、第２図は同回路における時間軸に対す
るＰＬＬループゲインの応答特性を示すグラフ図、第３
図は本発明の第２の実施例に係るＰＬＬＦＭ復調回路の
回路図、第４図及び第５図は従来のＰＬＬＦＭ復調回路
を夫々示すブロック図である。
１；位相検波回路、２；ＰＬＬループフィルタ、３．９
；位相誤差増幅器、４；電圧制御発振器、５；ＡＧＣ回
路、６；振幅検波回路、７；直流増幅器、８；リミッタ
、１１；入力端子、１２；出力端子、１３；利得可変端
子FIG. 1 is a block diagram of a PLL FM demodulation circuit according to the first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a graph showing the response characteristics of the PLL loop gain with respect to the time axis in the circuit, and FIG.
The figure is a circuit diagram of a PLLFM demodulation circuit according to a second embodiment of the present invention, and FIGS. 4 and 5 are block diagrams showing conventional PLLFM demodulation circuits, respectively. 1; Phase detection circuit, 2; PLL loop filter, 3.9
; Phase error amplifier, 4; Voltage controlled oscillator, 5; AGC circuit, 6; Amplitude detection circuit, 7; DC amplifier, 8; Limiter, 11; Input terminal, 12; Output terminal, 13; Variable gain terminal
Claims (1)
力する自動利得制御回路と、この自動利得制御回路の出
力と電圧制御発振出力とを入力し両者の位相誤差を出力
する位相検波回路と、この位相検波回路の出力を平滑化
するループフィルタと、このループフィルタの出力を増
幅する位相誤差増幅器と、この位相誤差増幅器の出力を
制御電圧として入力しこの制御電圧に応じた周波数の出
力を前記電圧制御発振出力として前記自動利得制御回路
に出力する電圧制御発振器とを有する位相固定ループに
よるＦＭ復調回路において、前記自動利得制御回路の出
力を入力しその振幅を検出する振幅検波回路と、この振
幅検波回路の出力を増幅する直流増幅器とを備え、前記
位相誤差増幅器は、前記直流増幅器の出力に応じ、前記
自動利得制御回路の出力振幅が小さくなったときは、そ
の利得が増大し、前記出力振幅が大きくなったときは、
その利得が低下する可変利得増幅器からなるものである
ことを特徴とする位相固定ループによるＦＭ復調回路。(1) An automatic gain control circuit that inputs an FM modulation signal and outputs it with a constant amplitude value, and a phase detection circuit that inputs the output of this automatic gain control circuit and the voltage-controlled oscillation output and outputs the phase error between the two. , a loop filter that smoothes the output of this phase detection circuit, a phase error amplifier that amplifies the output of this loop filter, and the output of this phase error amplifier is input as a control voltage, and an output with a frequency according to this control voltage is provided. and a voltage controlled oscillator that outputs the voltage controlled oscillator to the automatic gain control circuit as the voltage controlled oscillation output. and a DC amplifier that amplifies the output of the amplitude detection circuit, and the phase error amplifier increases its gain when the output amplitude of the automatic gain control circuit becomes small according to the output of the DC amplifier, When the output amplitude becomes large,
1. An FM demodulation circuit using a phase-locked loop, characterized in that the circuit comprises a variable gain amplifier whose gain decreases.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1254830A JPH03117203A (en) | 1989-09-29 | 1989-09-29 | Fm demodulation circuit employing phase locked loop |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1254830A JPH03117203A (en) | 1989-09-29 | 1989-09-29 | Fm demodulation circuit employing phase locked loop |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03117203A true JPH03117203A (en) | 1991-05-20 |
Family
ID=17270451
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1254830A Pending JPH03117203A (en) | 1989-09-29 | 1989-09-29 | Fm demodulation circuit employing phase locked loop |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03117203A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0645881A1 (en) * | 1993-09-29 | 1995-03-29 | STMicroelectronics Limited | Demodulation of FM audio carrier |
| KR20180071179A (en) * | 2016-12-19 | 2018-06-27 | 인피니언 테크놀로지스 아게 | Radio frequency device and corresponding method |
-
1989
- 1989-09-29 JP JP1254830A patent/JPH03117203A/en active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0645881A1 (en) * | 1993-09-29 | 1995-03-29 | STMicroelectronics Limited | Demodulation of FM audio carrier |
| JPH07202573A (en) * | 1993-09-29 | 1995-08-04 | Sgs Thomson Microelectron Ltd | FM carrier demodulation method and demodulation circuit |
| US5631601A (en) * | 1993-09-29 | 1997-05-20 | Sgs-Thomson Microelectronics Limited | FM demodulation with a variable gain phase locked loop |
| US6160444A (en) * | 1993-09-29 | 2000-12-12 | Stmicroelectronics Of The United Kingdom | Demodulation of FM audio carrier |
| KR20180071179A (en) * | 2016-12-19 | 2018-06-27 | 인피니언 테크놀로지스 아게 | Radio frequency device and corresponding method |
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