JPH0311808A - 変復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、９０“の位相差を有する２つの信号を用いて
角度変調または復調を行う変復調回路に関し、特に、９
０′の位相差を発生する手段として弾性表面波フィルタ
を用いたものに関する。

〔従来の技術〕

近年、ページャあるいはコードレス電話といった無線通
信装置の普及が著しい。これらの無線通信装置では、変
調方式として一般にＦＭまたはＰＭのような角度変調が
用いられていることが多い。

角度変調方式の受信回路としては、従来より、スーパー
ヘテロダイン方式のものが多用されている。スーパーヘ
テロダイン方式では、良好な受信特性が実現されるもの
の、（ａ）比較的？１ｍな回路を必要とし、（ｂ）中間
周波用帯域フィルタとして、クリスタルフィルタのよう
な高価な素子を必要とし、さらに（ｃ）中間周波段をＬ
ＳＩ化することが困難であるという欠点があった。結果
、小型化・低価格化を実現するのが難しがった。

他方、ベースバンド部分までを一体的にＬＳＩ化するの
に適Ｌ２ており、小型化・低価格化を図り得る方式とし
て、ダイレクト・コンバージョン方式の変ｖｉｆｆ１回
路が考えられている。この回路の一例が用いられた受信
機の回路構成を第２図を参照して簡単に説明する。

アンテナ１で受信された高周波信号が、高周波増幅器２
により増幅されて、高周波用帯域フィルタ３で濾波され
る、濾波された高周波信号は、混合′ａ４及び５にそれ
ぞれ与えられる。

他方、搬送波発振器６で発生され、帯域フィルタ７で濾
波された搬送波信号が、バッファ・アンプ８を介し、て
一方の混合器５に与えられる。バッファ・アンプ８の出
力は、９０°移相器９にも与えられる。９０＠移相器９
で位相が９０°ずらされた第２の搬送波信号がバッファ
・アンプｌＯを介してもう一方の混合器４に与えられる
。

そして、混合器４，５で直ちにヘースバンドに落とされ
た受信信号が、それぞれ、ローパスフィルタ１１．１２
に与えられる。ローパスフィルタ１１．１２の後段には
、増幅器１３．１４．微分回路１５．１６及び混合器１
７．１８が接続されており、混合器１７、！８の出力が
差動増幅器１９で増幅されて復調出力が得られる４゜上
記構成では、フート°−ヘテロゲイン方式の際に用いら
れる中間周波段（増幅器や中間周波用フィルタ等）を必
要どしないため、破線Ａで示す部分以降の回路部、すな
わちベースバンド部以降の構成を１チツプのＬＳＩとし
て構成することができる。従って、小型化・低価格化を
実現することができる。

〔発明が解決しようとする技術的課題〕ダイレクト・コ
ンバージョン方式を採用した場合には、９０°の位相差
を持つ２つの信号経路のバランスが非常に重要である。

２つの信号経路において信号レベルに差が住じていたり
、あるいは位相差にずれが生じていると、特性が劣化す
るからである。

混合器４，５以降のベースバンド部分は、ＬＳＩ化すれ
ば、モノリシックな構造で実現されるので、回路的なバ
ランスや対称性は高精度に実現される。

しかしながら、搬送波発振回路６に接続される９０°移
相器９が問題となる。すなわち、９０”移相器９は、一
般には、２段程度のＬＣフィルタで構成されているが、
その場合、信号レベルの低下や、ＬまたはＣの値のばら
つきにより位相差誤差が生じがちであり、レベル調整や
位相差調整を行わなければ、到底使用することができな
かった。

また、一般に、搬送波発振器６の出力は、スプリアス信
号を含んでいるため、その出力にＬＣからなるタンク回
路（バンドパスフィルタ）を設けているが、このタンク
回路と９０′移相器９とが相互干渉するため、間にバッ
ファ・アンプ８を挿入することが必要であった。その結
果、前述したとおり比較的複雑な回路構成を必要として
いた。

本発明の目的は、９０°位相差を有する搬送波信号を用
いた変調方式を利用した変復調回路であって、９０°移
相器の無調整化及び全体の回路構成の簡略化が果たされ
た変復調回路を提供することにある。

〔技術的課題を解決するための手段〕

搬送波を供給する搬送波発生手段と、この搬送波発生手
段に接続されており、搬送波を互いの位相を９０°ずら
された第１．第２の搬送波信号に変換する弾性表面波フ
ィルタと、該弾性表面波フィルタから第１または第２の
搬送波信号を与えられるように該弾性表面波フィルタに
それぞれ接続されており、かつ第１または第２の人力信
号を第１または第２の搬送波信号により変復調する第１
、第２の乗算手段とを備えることを特徴とする。

９０＠の位相差を与えるための弾性表面波フィルタは、
２個の出力電極の人力電極からの表面波伝搬方向距離が
、９０°の位相差を生じるように異ならされているもの
で構成することができる。

また、より好ましくは、３個以上の入出力電極が表面波
伝搬方向に分散配置されており、かつ９０°の位相差を
発生するための２個の出力電極が、人力電極に対し、で
、表面波伝搬方向において反対の側に配置される。

さらに、Ｌ記２個の出力電極は、表面波伝搬方向に対し
、で直交する方向に並設された構造であってもよい。

〔作用〕

９０°の位相差を与えるための手段が、特性の安定な弾
性表面波フィルタで構成されてでいるので、位相差を与
えシっれる２つの信号間のレベル差調整や位相差の調幇
を省略する、丁とが可１屯とくζる。

〔実施例の説明〕

第１図は、本発明の一実施例の回路図を示す。

本実施例は、ダイレクト・コンバージョン方式の復調回
路につき適用したものである。

第１図を参照して、アンテナ２１に、該アンテナで受信
された高周波信号を受は得るように高周波増幅器２２が
接続されている。高周波増幅器２２の出力側は分岐され
て、それぞれ、第１．第２の乗算器２３．２４に接続さ
れている。

他方、乗算器２３．２４でベースバンドへ変換するため
の搬送波信号を供給するために、搬送波発振器２５に、
弾性表面波フィルタ２６が接続されている０弾性表面波
フイｌレタ２６は、供給された搬送波信号を、互いの位
相が９０°ずらされた第１．第２の搬送波信号に変換し
て出力するように構成されている。

この第１の搬送波信号が、第１の乗算器２３に与えられ
るように、第２の搬送波信号が第２の乗算器２４に与え
られ乙ように、それぞれ、第１゜第２の乗算器２３゜２
４が弾性表面波フィルタ２６の出力端子に接続されてい
る。弾性表面波フィルタ２６の構造は、後はど第３図を
参照し°て説明する。

第１．第２の乗算器２３．２４では、高周波増幅器２２
から与えられる第１または第２の人力信号が、それぞれ
、第１または第２の搬送波信号Ｇ貴より変調され、直接
ベースバンドに変換される。

第１．第２の乗算器２３．２４の後段Ｇ二は、それぞれ
、ローパス・フィルタ２７．２８が接続されている。ロ
ーパス・フィルタ２７．２８以降の回路構成、すなわち
ベースバンド部分の回路は、第２図に示した従来例と同
様である。

すなわち、増幅器２９，３０、微分回路３１゜３２、混
合器３３．３４が接続されており、混合器３３．３４の
出力が差動増幅器３５で差動増幅されて復調出力が得ら
れるように構成されている。

本実施例の特徴は、受信高周波信号をベースバンドに変
換する回路部分にある。すなわち、第１゜第２の乗算器
２３．２４において、受信高周波信号が、弾性表面波フ
ィルタ２６により９０°の位相差を与えられた第１．第
２の搬送波信号に乗算されることによりベースバンドに
落とされることに特徴を有する。

第３図は、弾性表面波フィルタ２６の−の構造例を模式
的に示す平面図である。弾性表面波フィルタ２６では、
表面波基板３６Ｊ：に、互いに間挿し合うくし歯電極か
らなる３個のインターデジタル電極が表面波伝搬方向に
所定間隔を隔てて配置されている。すなわち、中央の入
力電極３８と、中央の入力電極３８の両側に配置された
出力１ｕｉ３７．３Ｂとが形成されている。そし、で、
表面波伝搬方向において１．出力電極３７−人力電極３
８間の距離！、と、出力電極３９−人力電極３８間の距
離２□とが、互いの出力信号に９０°の位相差を与える
ように異ならされている。すなわち、第３図の距離１．
と距離！よが１／４波長異なるように構成されている。

第３図の構造から、９０°の位相差が遅延時間差により
形成されるものであるため、弾性表面波フィルタ２６で
は、出力電極３７．３９の構造を同−にしておけば、出
力電極３７．３９の出力信号間にレベル差がほとんど生
じず、またフィルタ特性の差もほとんど生じないことが
わかる。

なお、距離Ｉ！、、ｊ！よの差は、必ずしも１／４波長
でなくてもよく、３／４波長や５／４波長等、±９０°
の位相差が得られる値であれば任意である。

また、出力電極３７に接続される負荷及び出力電極３９
に接続される負荷に差があり、位相差が９０°より若干
ずれた場合には、このような負荷条件の差に応じてｆｆ
ｉ、、ｆ、を補正してもよい。

同様に、負荷条件の差等により両出力電極３７３９の出
力信号レベルに差が生じた場合にも、各出力電極３７．
３９における電極交差幅や対数を異ならせて補正しても
よい、もっとも、インターデジタル電極における電極指
の対数は帯域特性を決める上で非常に重要な要素である
。従って、両出力電極３７．３９の対数はなるべく同一
にしたほうが好ましい。

要するに、実用状態において、出力電極３７３９の出力
信号レベルがほぼ同等となり、かつ岡山力信号間の位相
差が９０°となる限り、各電極の構成や距ｍｚ、、ｚ、
を適宜変更することができる。

なお、第３図では９０°の位相差を与える構造のみを図
解的に示したが、実際的な弾性表面波フィルタでは、図
示しない吸音材やパッケージ等が、必要に応じて組込ま
れることはいうまでもない。

第１図に戻り、本実施例の復調回路では、アンテナ２１
で受信された高周波信号が高周波増幅器２２で増幅され
た後、分岐されて、第１．第２の乗算器２３．２４に与
えられる。他方、弾性表面波フィルタ２６からは、その
２個の出力電極３７゜３９（第３図）から互いの間の位
相差が９０°の第１．第２の搬送波信号が出力される。

この場合、第１．第２の搬送波信号間の９０’の位相差
は、上述した構造の弾性表面波フィルタ２６で与えられ
る。すなわち、出力型８ｉ３７．３９の出力電極３８か
らの距＃１．２□の差に基づいて与えられるものである
ため、再搬送波信号間で出力レベル差や位相差誤差がほ
とんど生しず、９０°の位相差を有しかつ信号レベルが
同等の第１、第２の高周波信号が高精度に与えられる。

従って、従来例の９０＠移相器を用いた場合に必要であ
ったレベル調整や位相差誤差の補正といった煩雑な調整
作業を省略することが可能となる。

のみならず、第２図のバンファアンプ８．１０や帯域フ
ィルタフのような多数の回路部品を省略することも可能
となる。

次に、弾性表面波フィルタ２６の他の構造例を第４図〜
第７図を参照して説明する。

第４図の弾性表面波フィルタ４１では、表面波基板４２
の一方面において、５個のインターデジタル電極４３〜
４７が所定間隔を隔てて配置されている。すなわち、中
央に入力電極４５が、その両側に出力電極４４．４６が
、さらにその外側に入力電極４３．４７が配置されてい
る。

第４図の弾性表面波フィルタ４１では、出力電極４４，
４６の表面波伝搬方向両側から入力信号に基づく表面波
が伝搬されるため、損失が大幅に低減され得る。すなわ
ち、第３図の弾性表面波フィルタ２６の場合に比べて、
より一層低損失化を図ることが可能である。

なお、弾性表面波フィルタ４１では、主たる表面波伝搬
路は、入力電極４３−出力電極４４間及び入力電極４５
−出力電極４４間並びに入力電極４７−出力電極４６間
及び入力電極４５−出力電極４６間であるため、図示の
距離ｌｌ　ｌ　＋　　ｌ　ｌ　２と距Ｈ１ｚ＋、ｅｘｔ
とを実質的に１／４波長ずらせばよい。

一般的には、距離ｊ！＋＋＝Ｌｔ及び距離１．−Ｅ■と
すればよいが、必ずしもこれらの関係に限定する必要は
ない０例えば、２□−ｊ！１□＋１波長としてもよい、
すなわち、ｌ　Ｉ　ｌ　＋　　ｌ　Ｉ　Ｋと２□、１０
とを１／４波長ずらすことが可能である限り距離！、〜
１０を適宜変更することができる。

また、表面波伝搬路長すなわち２□〜ｉｏを適当に異な
らせることにより、電極間多重反射の強め合いを低減す
ることができ、多重反射をある程度緩和することも可能
である。

第５図は、弾性表面波フィルタの第３の構造例を示す０
弾性表面波フィルタ５１では、表面波基板５２上におい
て、入力電極５３の一方側において距Ｍ　ｔｚ　＋を隔
ててｌの出力電極５４が形成されている。そして、入力
電極５３と距Ｍｌｔを隔てて他方の出力電極５５が形成
されている。距離ｉ１、ｌ□は、第３図の弾性表面波フ
ィルタ２３の場合と同様に設定される。

弾性表面波フィルタ５１では、出力電極５４゜５５が表
面波伝搬方向と直交する方向に並べて配置されている。

従って、弾性表面波フィルタの表面波伝搬方向の大きさ
を小さくすることが可能とされている。

第６図は、弾性表面波フィルタの第４の構造例を示す０
弾性表面波フィルタ６１では、表面波基板６２の中央に
入力電極６３が形成されている。

入力ｔｉ６３の表面波伝搬方向において一方側に出力電
極６４．６５が、他方側に出力電極６６゜６７が形成さ
れている。すなわち、この表面波フィルタ６１は、第５
図の弾性表面波フィルタ５１の出力電極５４．５５を入
力電極の表面波伝搬方向反対側にも配置した構造に相当
する。

第５図の弾性表面波フィルタ５１では入力電極５３で励
振された表面波のうち、出力電極５４゜５５が設けられ
ていない側に伝搬する表面波が無駄になり、挿入損失が
大きくなるという欠点がある。これに対して、第６図の
弾性表面波フィルタ６１では、入力電極６３の両側に出
力電極が配置されているので、挿入損失の低減が図られ
る。なお、伝搬距離１．〜！１８は、第４図の場合と同
様に設定すればよい。

弾性表面波フィルタ２３，４１，５１．６１では、各入
出力電極は図示を簡便とするために正規型のインターデ
ジタル電極として図示したが、選択度特性を良くするた
めに、重み付けが施されたインターデジタル電極を用い
てもよく、また電極指における弾性表面波の反射を低減
するために各電極指を２以上の電極指からなるスプリッ
ト電極としてもよい。

同様に、入出力電極間に生じる直達波を抑制するために
、表面波伝搬方向にシールド電橋を適宜設けてもよい。

すなわち、−Ｃの弾性表面波フィルタに用いられる特性
改善構造を適宜用いることができる。

さらに、と述したようなトランスパーナル型弾性表面波
フィルタに、挿入損失を改善するために、反射器を併用
し、弾性表面波共振子フィルタとしてもよい。

弾性表面波共振子フィルタとしては、上述した各構造例
の入出力電極の表面波伝搬方向外側に、メタルストリン
ブやグル−フ゛からなるグレーティング反射器を配置し
たものを例示することができる。

その他、第７図に示すように、表面波伝搬方向と直交す
る方向の弾性的結合を要した表面波フィルタを用いても
よい、第７図では、各電極及び反射器は位置のみを略図
的に示しである０弾性表面波フィルタ７１では、表面波
基板７２の略中夫に入力電極７３が形成されている０表
面波伝搬方向において入力電極７３から所定距離を隔て
て出力電極７４が、また表面波伝搬方向と直交する方向
に出力電極７５が形成されている。７６〜７９は反射器
を示す。

この構造では、表面波伝搬方向に直交する方向に配置さ
れた出力電８ｉ７５となる２ボート型共振子が、表面波
伝搬方向に対して直交する方向において入力電極と近接
配置されており、横方向の弾性結合を利用することによ
り二重モード化されている。即ち、対称モードと反対称
モードとの位相差を利用することにより、９０°の位相
差が実現されている。

上記のような共振子フィルタとすることにより、挿入損
失の低減を図ることができるが、−Ｓには、共振子フィ
ルタとした場合には狭帯域であり、位相差９０”を実現
し得る帯域幅が狭くなる。従って、広帯域に渡り９０’
の位相差を必要とする場合には、前述したようなトラン
スバーサル型の弾性表面波フィルタを用いることが好ま
しい。

第１図実施例では、受信器の復調回路に適用したものを
示したが、本発明は、送信器側における変調回路にも同
様に適用することができる。変調回路に適用した実施例
を、第８図に回路図で示す。

第８図に示した回路は、４相ＰＳＫ変調回路に適用した
ものであり、デジタル信号からなる入力データ列が直列
並列変換回路８１に入力され、該直列並列変換回路８１
の出力が第１．第２の乗算器８２．８３に与えられる。

他方、搬送波発振器８４で発生された搬送波信号は、弾
性表面波フィルタ８５により、互いの位相が９０°ずら
された第１．第２の搬送波信号に変換される。そして、
この第１．第２の搬送波信号が、それぞれ、第１．第２
の乗算器８２．’８３に与えられる。従って、第１．第
２の乗算器８２゜８３において、第１．第２の入力信号
が第１．第２の搬送波信号により変調される。なお、第
８図中、８６は加算器を示す。

第８図に示した実施例に相当する従来の変調回路を第９
図に示す。ここでは、搬送波信号に９０゛の位相差を与
えるために、第２図従来例と同様に、搬送波発振器８７
以外に、帯域フィルタ８８、バッファアンプ８９．９０
及び９０″移相器９１を必要としていた。しかも、９０
°移相器９１がＬＣフィルタ等からなる場合には、回路
調整や位相差誤差の調整をしなければならなかった。な
お、第９回において８６は加算器、９２は帯域フィルタ
を示す。

これに対して、第８図実施例では、弾性表面波フィルタ
８５のみで９０″の位相差を与えることができ、かつ９
０゛の位相差が安定にかつ高精度に与えられるので、レ
ベル調整や位相差誤差調整を省略することができる。し
かも、弾性表面波フィルタ８５自身が帯域フィルタとし
ての機能をも有するため、第９図の帯域フィルタ８８．
９２を省略することも可能となる。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明によれば、互いの位相が９０°ず
らされた信号を用いる変復調回路において、９０°の位
相差を与えるのに、弾性表面波フィルタを用いているた
め、９０”の位相差を安定に得ることができる。すなわ
ち、９０”の位相差が、弾性表面波フィルタ上の電極間
距離により決定されるため、ＬＣフィルタ等の他の移相
器を用いた場合に比べて、はるかに安定に９０°の位相
差を得ることができ、従って位相差誤差や信号レベルの
調整を省略することが可能となる。

しかも、弾性表面波フィルタを用いるものであるため、
９０＠の位相差を与えるだけでなく、帯域フィルタとし
ての特性をも併せ持つため、部品点数の低減を図ること
も可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の復調回路を示す回路図、第
２図は従来の復調回路の一例を示す回路図、第３図は弾
性表面波フィルタの構造例を示す模式的平面図、第４図
〜第７図は、本発明において用いられる弾性表面波フィ
ルタの他の構造例を示す各模式的平面図、第８図は本発
明の他の実施例の回路図を示し、変調回路に適用した実
施例を示し、第９図は従来の変調回路の一例を示す回路
図である。 図において、２３．２４は第１．第２の乗算器、２５は
搬送波発振器、２６は弾性表面波フィルタを示す。 第３図 スク

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）互いの位相が９０°ずらされた信号を用いた変復
   調回路であって、 搬送波を供給する搬送波発生手段と、 前記搬送波発生手段に接続されており、搬送濾波信号を
   互いの位相が９０°ずらされた第１，第２の搬送波信号
   に変換する弾性表面波フイルタと、前記弾性表面波フイ
   ルタから、それぞれ、第１または第２の搬送波信号を与
   えられるように該弾性表面波フイルタに接続されており
   、かつ第１または第２の入力信号を第１または第２の搬
   送波信号により変復調する第１，第２の乗算手段とを備
   えることを特徴とする変復調回路。
2. （２）前記弾性表面波フイルタは、２個の出力電極を有
   し、該２個の出力電極の入力電極からの表面波伝搬方向
   距離が異ならされることにより、前記９０°の位相差が
   得られるように構成されている、請求項１に記載の変復
   調回路。
3. （３）前記弾性表面波フイルタは、表面波伝搬方向に所
   定距離を隔てて配置された少なくとも３個の入出力電極
   を有し、互いの間で９０°の位相差を発生するための２
   個の出力電極が、表面波伝搬方向において入力電極を中
   心として反対側に配置されていることを特徴とする請求
   項２に記載の変復調回路。
4. （４）前記弾性表面波フイルタの互いに９０°の位相差
   を与えるための２個の出力電極が、表面波伝搬方向に対
   して直交する方向に並設されていることを特徴とする、
   請求項２に記載の変復調回路。