JPH03123205A - Ｆｍ復調回路 - Google Patents
Ｆｍ復調回路Info
- Publication number
- JPH03123205A JPH03123205A JP1261561A JP26156189A JPH03123205A JP H03123205 A JPH03123205 A JP H03123205A JP 1261561 A JP1261561 A JP 1261561A JP 26156189 A JP26156189 A JP 26156189A JP H03123205 A JPH03123205 A JP H03123205A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- current
- constant current
- capacitor
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/02—Analogue recording or reproducing
- G11B20/06—Angle-modulation recording or reproducing
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/04—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by counting or integrating cycles of oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/06—Frequency or rate modulation, i.e. PFM or PRM
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
この発明は、例えばＶＴＲ（ビデオテープレコーダ）に
使用され、特に、再生信号の復調に使用されるＦＭ復調
回路に関する。
使用され、特に、再生信号の復調に使用されるＦＭ復調
回路に関する。
（従来の技術）
第５図は、従来のＦＭ復調回路を示すものである。
入力端子１１には、図示せぬＶＴＲの再生ヘッドによっ
て再生され、リミッタ回路により方形波とされたＦＭ信
号が入力され、入力端子１２にはこれと逆相のＦＭ信号
が人力される。
て再生され、リミッタ回路により方形波とされたＦＭ信
号が入力され、入力端子１２にはこれと逆相のＦＭ信号
が人力される。
入力端子１１には第１の差動増幅器ＤＡＩを構成するト
ランジスタＱ１のベースが接続されている。このトラ、
ンジスタＱ１のコレクタは電源Ｖ。Ｃの正極に接続され
、エミッタはトランジスタＱ２のエミッタとともに第１
の定電流回路１３を介して前記電源ＶＣＣの負極に接続
されている。前記トランジスタＱ２のコレクタは電源Ｖ
ＣＣの正極に接続され、ベースは電源ＶＢＢの正極に接
続されるとともに、第２の差動増幅器ＤＡ２を構成する
トランジスタＱ３のベースに接続されている。前記電源
ＶＢＢの負極は電源ＶＣＣの負極に接続されている。
ランジスタＱ１のベースが接続されている。このトラ、
ンジスタＱ１のコレクタは電源Ｖ。Ｃの正極に接続され
、エミッタはトランジスタＱ２のエミッタとともに第１
の定電流回路１３を介して前記電源ＶＣＣの負極に接続
されている。前記トランジスタＱ２のコレクタは電源Ｖ
ＣＣの正極に接続され、ベースは電源ＶＢＢの正極に接
続されるとともに、第２の差動増幅器ＤＡ２を構成する
トランジスタＱ３のベースに接続されている。前記電源
ＶＢＢの負極は電源ＶＣＣの負極に接続されている。
前記トランジスタＱ３のコレクタは電源ＶＣＣの正極に
接続され、エミッタはトランジスタＱ４のエミッタとと
もに第２の定電流回路１４を介して前記電源ＶＣＣの負
極に接続されている。この第２の定電流回路１４の電流
値Ｉ２は、第１の定電流回路１３の電流値■１と同一と
されている。さらに、これらトランジスタＱ１、Ｑ２と
Ｑ３、Ｑ４のエミッタ相互間には、コンデンサＣが接続
されている。
接続され、エミッタはトランジスタＱ４のエミッタとと
もに第２の定電流回路１４を介して前記電源ＶＣＣの負
極に接続されている。この第２の定電流回路１４の電流
値Ｉ２は、第１の定電流回路１３の電流値■１と同一と
されている。さらに、これらトランジスタＱ１、Ｑ２と
Ｑ３、Ｑ４のエミッタ相互間には、コンデンサＣが接続
されている。
また、前記トランジスタＱ４のベースは前記入力端子１
２に接続され、コレクタは抵抗Ｒを介して電源ＶＣＣの
正極に接続されるとともに、電圧比較器１５の反転入力
端に接続されている。この電圧比較器１５の非反転入力
端は基準電源Ｖ ｒｅｒを介して前記型ＲＶｃｃの負極
に接続され、出力端はローパスフィルタＬＰＦを介して
出力端に接続されている。前記基準電源Ｖ ｒｅｆは Ｖｒｅｆ −Ｖｃｃ １．５ＲＩ （に設定されてい
る。
２に接続され、コレクタは抵抗Ｒを介して電源ＶＣＣの
正極に接続されるとともに、電圧比較器１５の反転入力
端に接続されている。この電圧比較器１５の非反転入力
端は基準電源Ｖ ｒｅｒを介して前記型ＲＶｃｃの負極
に接続され、出力端はローパスフィルタＬＰＦを介して
出力端に接続されている。前記基準電源Ｖ ｒｅｆは Ｖｒｅｆ −Ｖｃｃ １．５ＲＩ （に設定されてい
る。
上記構成において、第６図を参照して動作について説明
する。
する。
入力端子１１には、第６図に示すＶＡなるＦＭ信号が供
給され、入力端子１２には、同図に示すＶ［ｌなる逆相
のＦＭ信号が供給される。
給され、入力端子１２には、同図に示すＶ［ｌなる逆相
のＦＭ信号が供給される。
同図に■で示すＦＭ信号■いの立上がりにおいて、トラ
ンジスタＱ１がオンすると、このトランジスタＱ１のコ
レクタ電流ＣＩＡ−２１＋）は第１の定電流回路１３お
よびコンデンサＣ１第２の定電流回路１４を介して流れ
る。このコンデンサＣの電圧Ｖ６が、同図に■で示す電
圧となると、トランジスタＱ３がオンし、このトランジ
スタＱ３およびＱｌのコレクタ電流（Ｉｃ＝１＋−１２
、ＩＡ−１１）は、それぞれ第２、第１の定電流回路１
４．１３を介して流れる。
ンジスタＱ１がオンすると、このトランジスタＱ１のコ
レクタ電流ＣＩＡ−２１＋）は第１の定電流回路１３お
よびコンデンサＣ１第２の定電流回路１４を介して流れ
る。このコンデンサＣの電圧Ｖ６が、同図に■で示す電
圧となると、トランジスタＱ３がオンし、このトランジ
スタＱ３およびＱｌのコレクタ電流（Ｉｃ＝１＋−１２
、ＩＡ−１１）は、それぞれ第２、第１の定電流回路１
４．１３を介して流れる。
一方、同図に■で示すごとく、逆相ＦＭ信号ＶＢが立上
がり、トランジスタＱ４がオンすると、このトランジス
タＱ４のコレクタ電流（１−ｏ−２１１）は第２の定電
流回路１４およびコンデンサＣ１第１の定電流回路１３
を介して流れる。このコンデンサＣの電圧ＶＤが同図に
■で示す電圧となると、トランジスタＱ２がオンし、こ
のトランジスタＱ２およびＱ４のコレクタ電流（ＩＢ−
１１、ＩＤ−１１）は、それぞれ第１、第２の定電流回
路１３．１４を介して流れる。
がり、トランジスタＱ４がオンすると、このトランジス
タＱ４のコレクタ電流（１−ｏ−２１１）は第２の定電
流回路１４およびコンデンサＣ１第１の定電流回路１３
を介して流れる。このコンデンサＣの電圧ＶＤが同図に
■で示す電圧となると、トランジスタＱ２がオンし、こ
のトランジスタＱ２およびＱ４のコレクタ電流（ＩＢ−
１１、ＩＤ−１１）は、それぞれ第１、第２の定電流回
路１３．１４を介して流れる。
電圧比較器１５はトランジスタＱ４がオンしてからトラ
ンジスタＱ２がオンするまでの期間Ｔ。
ンジスタＱ２がオンするまでの期間Ｔ。
を検出する。そして、この電圧比較器１５からは一定幅
ＴＯのパルス信号を含み、入力されたＦＭ信号に対応す
る周期Ｔｆのパルス信号が出力される。このパルス信号
はローパスフィルタＬＰＦを介して出力端子１６から復
調出力として出力される。
ＴＯのパルス信号を含み、入力されたＦＭ信号に対応す
る周期Ｔｆのパルス信号が出力される。このパルス信号
はローパスフィルタＬＰＦを介して出力端子１６から復
調出力として出力される。
上記ＦＭ復調回路によって良好な直線性を確保して復調
し得る最高の周波数は、電圧比較回路１５から出力され
るパルス幅が一定値ＴＯでなくなる限界、すなわち、パ
ルス幅ＴＯを確保して復調し得る最高の周波数は、第６
図、第７図に示すＴＬＳＴＨのいずれかが先に“０”と
なるときであり、この場合は第７図に示すごと＜、ＴＨ
が′０°となるときである。
し得る最高の周波数は、電圧比較回路１５から出力され
るパルス幅が一定値ＴＯでなくなる限界、すなわち、パ
ルス幅ＴＯを確保して復調し得る最高の周波数は、第６
図、第７図に示すＴＬＳＴＨのいずれかが先に“０”と
なるときであり、この場合は第７図に示すごと＜、ＴＨ
が′０°となるときである。
（発明が解決しようとする課題）
ところで、近時ＶＴＲにおいては、画質を向上させるた
め、記録周波数が高くされている。しかし、上記従来の
ＦＭ復調回路では、第１、第２の定電流回路１３．１４
の電流値が同一とされているため、入出力の直線性を確
保して復調可能な周波数を高くすることが困難なもので
あった。
め、記録周波数が高くされている。しかし、上記従来の
ＦＭ復調回路では、第１、第２の定電流回路１３．１４
の電流値が同一とされているため、入出力の直線性を確
保して復調可能な周波数を高くすることが困難なもので
あった。
この発明は、上記従来のＦＭ復調回路が有する課題を解
決するものであり、その目的とするところは、入出力の
直線性を確保して復調可能な周波数を高めることが可能
なＦＭ復調回路を提供しようとするものである。
決するものであり、その目的とするところは、入出力の
直線性を確保して復調可能な周波数を高めることが可能
なＦＭ復調回路を提供しようとするものである。
［発明の構成〕
（課題を解決するための手段）
この発明は、上記課題を解決するため、ＦＭ信号と定電
圧とを人力とする第１の差動増幅回路と、前記ＦＭ信号
と逆相のＦＭ信号および定電圧を入力とする第２の差動
増幅回路と、これら第１、第２の差動増幅回路の共通エ
ミッタ相互間に接続されたコンデンサと、前記第１の差
動増幅回路の共通エミッタに接続された第１の定電流回
路と、前記第２の差動増幅回路の共通エミッタに接続さ
れ、前記第１の定電流回路より大きな電流値が設定され
た第２の定電流回路と、この第１の定電流回路の電流が
前記コンデンサを流れる期間を検出する検出手段と、こ
の検出手段の検出出力を平滑する平滑手段とを設けてい
る。
圧とを人力とする第１の差動増幅回路と、前記ＦＭ信号
と逆相のＦＭ信号および定電圧を入力とする第２の差動
増幅回路と、これら第１、第２の差動増幅回路の共通エ
ミッタ相互間に接続されたコンデンサと、前記第１の差
動増幅回路の共通エミッタに接続された第１の定電流回
路と、前記第２の差動増幅回路の共通エミッタに接続さ
れ、前記第１の定電流回路より大きな電流値が設定され
た第２の定電流回路と、この第１の定電流回路の電流が
前記コンデンサを流れる期間を検出する検出手段と、こ
の検出手段の検出出力を平滑する平滑手段とを設けてい
る。
（作 用）
すなわち、この発明は、第２の差動増幅回路の共通エミ
ッタに接続された第２の定電流回路の電流値を、第１の
差動増幅回路の共通エミッタに接続された第１の定電流
回路の電流値より大きくし、コンデンサに蓄積された電
荷の回復を早くすることにより、入出力の直線性を確保
して、復調可能な周波数を高めている。
ッタに接続された第２の定電流回路の電流値を、第１の
差動増幅回路の共通エミッタに接続された第１の定電流
回路の電流値より大きくし、コンデンサに蓄積された電
荷の回復を早くすることにより、入出力の直線性を確保
して、復調可能な周波数を高めている。
（実施例）
以下、この発明の一実施例について図面を参照して説明
する。なお、第１図において、第５図と同一部分には同
一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
する。なお、第１図において、第５図と同一部分には同
一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
第１図において、第５図と異なるのは第２の定電流回路
１７である。この第２の定電流回路１７の電流値は第１
の定電流回路１３の電流値より大きく設定されている。
１７である。この第２の定電流回路１７の電流値は第１
の定電流回路１３の電流値より大きく設定されている。
この実施例においては、例えばＩ２−２１．に設定され
ている。
ている。
上記構成において、第２図を参照して動作について説明
する。
する。
同図に■で示すごとく、ＦＭ信号ＶＡが立上がり、トラ
ンジスタＱ１がオンすると、このトランジスタＱ１のコ
レクタ電流（ＩＡ−３１１）は第１の定電流回路１３お
よびコンデンサＣ１第２の定電流回路１７を介して流れ
る。
ンジスタＱ１がオンすると、このトランジスタＱ１のコ
レクタ電流（ＩＡ−３１１）は第１の定電流回路１３お
よびコンデンサＣ１第２の定電流回路１７を介して流れ
る。
コンデンサＣの電圧ＶＩ！が同図に■で示す電圧となる
と、トランジスタＱ３がオンし、このトランジスタＱ３
のコレクタ電流（１゜−２■、）は、第２の定電流回路
１７を介して流れ、トランジスタＱ１のコレクタ電流（
ＩＡ ＝１＋ ）は、第１の定電流回路１３を介して流
れる。
と、トランジスタＱ３がオンし、このトランジスタＱ３
のコレクタ電流（１゜−２■、）は、第２の定電流回路
１７を介して流れ、トランジスタＱ１のコレクタ電流（
ＩＡ ＝１＋ ）は、第１の定電流回路１３を介して流
れる。
一方、同図に■で示すごとく、逆相ＦＭ信号ＶＢが立上
がり、トランジスタＱ４がオンすると、このトランジス
タＱ４のコレクタ電流（Ｉｎ ’＝３■、）は第２の定
電流回路１７およびコンデンサＣ１第１の定電流回路１
３を介して流れる。このコンデンサＣの電圧ＶＤが同図
に■で示す電圧となると、トランジスタＱ２がオンし、
このトランジスタＱ２のコレクタ電流（Ｉａ＝Ｉ＋）は
、第１の定電流回路１３を介して流れ、トランジスタＱ
４のコレクタ電流（ＩＯ−２１１）は、第２の定電流回
路１７を介して流れる。
がり、トランジスタＱ４がオンすると、このトランジス
タＱ４のコレクタ電流（Ｉｎ ’＝３■、）は第２の定
電流回路１７およびコンデンサＣ１第１の定電流回路１
３を介して流れる。このコンデンサＣの電圧ＶＤが同図
に■で示す電圧となると、トランジスタＱ２がオンし、
このトランジスタＱ２のコレクタ電流（Ｉａ＝Ｉ＋）は
、第１の定電流回路１３を介して流れ、トランジスタＱ
４のコレクタ電流（ＩＯ−２１１）は、第２の定電流回
路１７を介して流れる。
電圧比較回路１５が検出する一定幅のパルス信号Ｔｏは
、コンデンサＣの変化電圧ΔＶと第１の定電流回路１３
の電流値■、によって決定され、ＴｏＩＩ−Ｃ・ΔＶ／
Ｉ。
、コンデンサＣの変化電圧ΔＶと第１の定電流回路１３
の電流値■、によって決定され、ＴｏＩＩ−Ｃ・ΔＶ／
Ｉ。
である。
上記実施例によれば、第２の定電流回路１７の電流値を
第１の定電流回路１３の電流値より大きく設定している
ため、コンデンサＣに充電されている電荷の回復時間を
従来の回路に比べて早くすることができる。したがって
、入力されるＦＭ信号の周波数が高くなり、電圧比較回
路１５がら出力されるパルス幅が一定値Ｔｏでなくなる
限界の条件、すなわち、良好な直線性を確保して復調し
得る最高の周波数は、この実施例の場合、第２図、第３
図に示すごとく、Ｔ、が“０°となるときであり、この
ように設定することにより、従来に比べて復調し得る最
高の周波数を高めることができすものであり、この実施
例の復調出力電圧Ｖ。、は、従来の復調出力電圧Ｖ。２
に比べて、直線性を保持して復調可能な最高周波数が高
くなっている。
第１の定電流回路１３の電流値より大きく設定している
ため、コンデンサＣに充電されている電荷の回復時間を
従来の回路に比べて早くすることができる。したがって
、入力されるＦＭ信号の周波数が高くなり、電圧比較回
路１５がら出力されるパルス幅が一定値Ｔｏでなくなる
限界の条件、すなわち、良好な直線性を確保して復調し
得る最高の周波数は、この実施例の場合、第２図、第３
図に示すごとく、Ｔ、が“０°となるときであり、この
ように設定することにより、従来に比べて復調し得る最
高の周波数を高めることができすものであり、この実施
例の復調出力電圧Ｖ。、は、従来の復調出力電圧Ｖ。２
に比べて、直線性を保持して復調可能な最高周波数が高
くなっている。
なお、上記実施例においては、第２の定電流回路１７の
電流値を２Ｉ、に設定したが、これに限定されるもので
はない。
電流値を２Ｉ、に設定したが、これに限定されるもので
はない。
その他、この発明の要旨を変えない範囲において種々変
形実施可能なことは勿論である。
形実施可能なことは勿論である。
［発明の効果］
以上、詳述したようにこの発明によれば、第２の差動増
幅回路の共通エミッタに接続された第２の定電流回路の
電流値を、第１の差動増幅回路の共通エミッタに接続さ
れた第１の定電流回路の電流値より大きくし、コンデン
サに蓄積された電荷の回復を早くすることにより、入出
力の直線性を確保して、復調可能な周波数を高めること
が可能なＦＭ復調回路を提供できる。
幅回路の共通エミッタに接続された第２の定電流回路の
電流値を、第１の差動増幅回路の共通エミッタに接続さ
れた第１の定電流回路の電流値より大きくし、コンデン
サに蓄積された電荷の回復を早くすることにより、入出
力の直線性を確保して、復調可能な周波数を高めること
が可能なＦＭ復調回路を提供できる。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図およ
び第３図は第１図の動作を説明するための〆メス、第４
図はこの実施例と従来のＦＭ復調回路の復調出力電圧を
示す図、第５図は従来のＦＭ復調回路を示す回路図、第
６図および第７図は第５図の動作を説明するための波、
形２図である。 ＤＡＩ、ＤＡ２・・・第１、第２の差動増幅器、１３．
１７・・・第１、第２の定電流回路、Ｃ・・・コンデン
サ、１５・・・電圧比較回路、ＬＰＦ・・・ローパスフ
ィルタ、 ■Ａ ・・・ＦＭ信号、
び第３図は第１図の動作を説明するための〆メス、第４
図はこの実施例と従来のＦＭ復調回路の復調出力電圧を
示す図、第５図は従来のＦＭ復調回路を示す回路図、第
６図および第７図は第５図の動作を説明するための波、
形２図である。 ＤＡＩ、ＤＡ２・・・第１、第２の差動増幅器、１３．
１７・・・第１、第２の定電流回路、Ｃ・・・コンデン
サ、１５・・・電圧比較回路、ＬＰＦ・・・ローパスフ
ィルタ、 ■Ａ ・・・ＦＭ信号、
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ＦＭ信号と定電圧とを入力とする第１の差動増幅回路と
、 前記ＦＭ信号と逆相のＦＭ信号および定電圧を入力とす
る第２の差動増幅回路と、 これら第１、第２の差動増幅回路の共通エミッタ相互間
に接続されたコンデンサと、 前記第１の差動増幅回路の共通エミッタに接続された第
１の定電流回路と、 前記第２の差動増幅回路の共通エミッタに接続され、前
記第１の定電流回路より大きな電流値が設定された第２
の定電流回路と、 この第１の定電流回路の電流が前記コンデンサを流れる
期間を検出する検出手段と、 この検出手段の検出出力を平滑する平滑手段と、を具備
したことを特徴とするＦＭ復調回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1261561A JPH0724370B2 (ja) | 1989-10-06 | 1989-10-06 | Ｆｍ復調回路 |
| PCT/JP1990/001284 WO1993017491A1 (fr) | 1989-10-06 | 1990-10-04 | Circuit de demodulation de modulation de frequence |
| US07/688,606 US5138273A (en) | 1989-10-06 | 1990-10-04 | FM demodulator |
| KR1019900015897A KR940000973B1 (ko) | 1989-10-06 | 1990-10-06 | Fm 복조회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1261561A JPH0724370B2 (ja) | 1989-10-06 | 1989-10-06 | Ｆｍ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03123205A true JPH03123205A (ja) | 1991-05-27 |
| JPH0724370B2 JPH0724370B2 (ja) | 1995-03-15 |
Family
ID=17363614
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1261561A Expired - Fee Related JPH0724370B2 (ja) | 1989-10-06 | 1989-10-06 | Ｆｍ復調回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5138273A (ja) |
| JP (1) | JPH0724370B2 (ja) |
| KR (1) | KR940000973B1 (ja) |
| WO (1) | WO1993017491A1 (ja) |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3783398A (en) * | 1972-09-01 | 1974-01-01 | Int Video Corp | Fm pulse averaging demodulator |
| JPS58172005A (ja) * | 1982-04-02 | 1983-10-08 | Nec Corp | 変換回路 |
| JPS61145905A (ja) * | 1984-12-19 | 1986-07-03 | Rohm Co Ltd | Ｆｍ復調回路 |
| JPS6467012A (en) * | 1987-09-07 | 1989-03-13 | Toshiba Corp | Pulse count system fm demodulation circuit |
| US4843339A (en) * | 1987-10-28 | 1989-06-27 | Burr-Brown Corporation | Isolation amplifier including precision voltage-to-duty-cycle converter and low ripple, high bandwidth charge balance demodulator |
-
1989
- 1989-10-06 JP JP1261561A patent/JPH0724370B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-10-04 US US07/688,606 patent/US5138273A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-10-04 WO PCT/JP1990/001284 patent/WO1993017491A1/ja not_active Ceased
- 1990-10-06 KR KR1019900015897A patent/KR940000973B1/ko not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5138273A (en) | 1992-08-11 |
| JPH0724370B2 (ja) | 1995-03-15 |
| KR910008700A (ko) | 1991-05-31 |
| KR940000973B1 (ko) | 1994-02-07 |
| WO1993017491A1 (fr) | 1993-09-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0547026B2 (ja) | ||
| KR0157482B1 (ko) | 클리퍼 회로 | |
| JPH03123205A (ja) | Ｆｍ復調回路 | |
| JPH02100503A (ja) | 磁気記録再生装置のエンベロープ検波回路 | |
| JPS6312582Y2 (ja) | ||
| JP3714651B2 (ja) | ビデオ機器のコントロール信号再生回路 | |
| JP2549147B2 (ja) | クランプ回路 | |
| JPS5928495Y2 (ja) | テ−プレコ−ダ | |
| JPS5856317U (ja) | テ−プレコ−ダのバイアス電流供給回路 | |
| JPH023586B2 (ja) | ||
| JPS6244757B2 (ja) | ||
| JPH01303982A (ja) | 画像再生装置 | |
| JP2535585B2 (ja) | ピ―ク検波回路 | |
| JPS606897Y2 (ja) | 記録再生切換回路 | |
| JPS58128036A (ja) | 静電容量型再生装置 | |
| JPS6248886A (ja) | 振幅検出回路 | |
| JPS6025319A (ja) | レベルコンパレ−タ | |
| JPS6087574A (ja) | クランプ回路 | |
| JPH02128580A (ja) | ドロップアウト検出回路 | |
| JPS6358667A (ja) | デジタルデ−タスライス回路 | |
| JPH07320204A (ja) | 記録再生切換回路 | |
| JPH0330226B2 (ja) | ||
| JPH0983357A (ja) | Ｐｌｌ回路およびディジタル信号再生装置 | |
| JPS59193609A (ja) | Ｆｍ復調回路 | |
| JPH06267155A (ja) | 磁気テープ装置における信号処理回路およびトラッキング装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |