JPH03139941A - 周波数変調波受信装置 - Google Patents
周波数変調波受信装置Info
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- JPH03139941A JPH03139941A JP27771189A JP27771189A JPH03139941A JP H03139941 A JPH03139941 A JP H03139941A JP 27771189 A JP27771189 A JP 27771189A JP 27771189 A JP27771189 A JP 27771189A JP H03139941 A JPH03139941 A JP H03139941A
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- Japan
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- frequency
- circuit
- signal
- oscillation circuit
- oscillation
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- Granted
Links
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 19
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 5
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000035559 beat frequency Effects 0.000 description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
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- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ＦＭ受信機に利用する。特に、ＡＦＣ回路を
用いた直交検波受信装置に関する。
用いた直交検波受信装置に関する。
本発明は、直交検波受信装置において、局部発振周波数
を回線周波数に自動追従させる手段を設けることにより
、 スーパヘテロゲイン方式と同等の感度帯域時ｉ生を実現
することができるようにしたものである。
を回線周波数に自動追従させる手段を設けることにより
、 スーパヘテロゲイン方式と同等の感度帯域時ｉ生を実現
することができるようにしたものである。
近年、集積回路技術の進歩によって受信機の小型化が進
んできた。しかし、無線部を例にとると集積化が不可能
かまたは困難な素子の存在により小型化の限界に近づい
ているのが現状である。たとえば、スーパーヘテロゲイ
ン受信機では高周波および中間周波フィルタ、などが大
きな面積を必要としている。そこで、小型、軽量化のた
めに第２図に示す直交検波受信装置が提案されている。
んできた。しかし、無線部を例にとると集積化が不可能
かまたは困難な素子の存在により小型化の限界に近づい
ているのが現状である。たとえば、スーパーヘテロゲイ
ン受信機では高周波および中間周波フィルタ、などが大
きな面積を必要としている。そこで、小型、軽量化のた
めに第２図に示す直交検波受信装置が提案されている。
直交検波受信装置は回線周波数と局部発振周波数とを等
しくし、ミキサ回路で受信周波数と局部発振周波数との
ビートを取り出し、低域通過フィルタを経由してベース
バンド信号のみとし、このビートをリミック回路で振幅
制限をしたあと復調処理をして復調信号を得る。このよ
うな直交検波受信装置では局部発振周波数と回線周波数
とが一致しているために中間周波数がゼロになるので、
イメージ周波数が存在しないことを特徴とする。このこ
とは高周波増幅器および中間周波増幅器でイメージ周波
数を減衰するだめの選択性の高いフィルタを必要としな
いことを意味する。また、隣接チャンネル妨害波を減衰
させるためのチャンネル・フィルタは中間周波数がゼロ
であることから低周波のアクティブフィルタで構成が可
能になり、集積回路上に実現可能になる。
しくし、ミキサ回路で受信周波数と局部発振周波数との
ビートを取り出し、低域通過フィルタを経由してベース
バンド信号のみとし、このビートをリミック回路で振幅
制限をしたあと復調処理をして復調信号を得る。このよ
うな直交検波受信装置では局部発振周波数と回線周波数
とが一致しているために中間周波数がゼロになるので、
イメージ周波数が存在しないことを特徴とする。このこ
とは高周波増幅器および中間周波増幅器でイメージ周波
数を減衰するだめの選択性の高いフィルタを必要としな
いことを意味する。また、隣接チャンネル妨害波を減衰
させるためのチャンネル・フィルタは中間周波数がゼロ
であることから低周波のアクティブフィルタで構成が可
能になり、集積回路上に実現可能になる。
このように直交検波受信装置を用いることにより高周波
数フィルタおよび中間周波数フィルタなどを削除するこ
とが可能となり、受信機の小型化および軽量化の実現が
可能になる。ところが、第１６図に示す直交検波受信装
置は受信感度帯域幅が狭い欠点があった。このことはデ
ータの１ビツト当りに含まれる情報量から定性的に説明
できる。
数フィルタおよび中間周波数フィルタなどを削除するこ
とが可能となり、受信機の小型化および軽量化の実現が
可能になる。ところが、第１６図に示す直交検波受信装
置は受信感度帯域幅が狭い欠点があった。このことはデ
ータの１ビツト当りに含まれる情報量から定性的に説明
できる。
マークまたはスペースの２値デジタル信号で周波数変調
されたＦＭ受信機で最大周波数偏移をＦ９、データ伝送
速度をＢ、とし、また、データの１ビツト当りに含まれ
る情報量をＥａ とすると、ＥＲ＝２＊Ｆ［ｌ ／Ｂ１
１ になる。ここで、ミキサ回路の出力に現れるビート周波
数ＦＢは回線周波数をＦＣ１局部発振周波数をＦ＋、と
すると、 ＦＢ ＝ （Ｆ、： ±ＦＤ） ＦＬになる。回線
周波数ＦＣと局部発振周波数ＦＬとの間に誤差がないと
すると、ビート周波数ＦＢと最大周波数偏移Ｆ。は等し
くなり、データの１ビツト当りに含まれる情報＠Ｅ８は
マークとスペースとで等しくなる。ところが、局部発振
回路の発振周波数誤差および温度変動特性により回線周
波数と局部発振周波数との間に偏差ΔＦが生じると、ビ
ート周波数ＦＢ は、 Ｆｓ−±Ｆｏ−ΔＦ になる。また、送信基地局側でオフセットをかけて送信
する場合もあり、この場合も回線周波数と局部発振周波
数との間に偏差ΔＦが生じる。このように、ビート周波
数Ｆｇ はマークとスペースとの間で違いを生じてＦ、
−ΔＦ、ＦＤ ’＋ΔＦになり、Ｆ、−ΔＦのときにＥ
Ｂが減少してＳＮの悪化を招き、受信感度が悪化する。
されたＦＭ受信機で最大周波数偏移をＦ９、データ伝送
速度をＢ、とし、また、データの１ビツト当りに含まれ
る情報量をＥａ とすると、ＥＲ＝２＊Ｆ［ｌ ／Ｂ１
１ になる。ここで、ミキサ回路の出力に現れるビート周波
数ＦＢは回線周波数をＦＣ１局部発振周波数をＦ＋、と
すると、 ＦＢ ＝ （Ｆ、： ±ＦＤ） ＦＬになる。回線
周波数ＦＣと局部発振周波数ＦＬとの間に誤差がないと
すると、ビート周波数ＦＢと最大周波数偏移Ｆ。は等し
くなり、データの１ビツト当りに含まれる情報＠Ｅ８は
マークとスペースとで等しくなる。ところが、局部発振
回路の発振周波数誤差および温度変動特性により回線周
波数と局部発振周波数との間に偏差ΔＦが生じると、ビ
ート周波数ＦＢ は、 Ｆｓ−±Ｆｏ−ΔＦ になる。また、送信基地局側でオフセットをかけて送信
する場合もあり、この場合も回線周波数と局部発振周波
数との間に偏差ΔＦが生じる。このように、ビート周波
数Ｆｇ はマークとスペースとの間で違いを生じてＦ、
−ΔＦ、ＦＤ ’＋ΔＦになり、Ｆ、−ΔＦのときにＥ
Ｂが減少してＳＮの悪化を招き、受信感度が悪化する。
従来のスーパーヘテロダイン受信機の受信帯域特性（図
の■の曲線）と直交検波受信装置の受信帯域特性（図の
１の曲線）との比較を第４図に示す。グラフが示すよう
に、スーパーヘテロゲイン受信機のｌｄＢ受信帯域が６
ｋＨｚあるのに対して直交検波受信装置の１ｄＢ受信
帯域は２ｋｌｌＺＬかなく明かに劣っている。このよう
な特性は、局部発振周波数が正確に調整され、温度変動
がなくかつ送信基地局側でオフセットをかけないで運用
する場合にのみ問題がないが、はとんどの場合は受信感
度劣化が起きる欠点がある。
の■の曲線）と直交検波受信装置の受信帯域特性（図の
１の曲線）との比較を第４図に示す。グラフが示すよう
に、スーパーヘテロゲイン受信機のｌｄＢ受信帯域が６
ｋＨｚあるのに対して直交検波受信装置の１ｄＢ受信
帯域は２ｋｌｌＺＬかなく明かに劣っている。このよう
な特性は、局部発振周波数が正確に調整され、温度変動
がなくかつ送信基地局側でオフセットをかけないで運用
する場合にのみ問題がないが、はとんどの場合は受信感
度劣化が起きる欠点がある。
本発明は、このような欠点を除去するもので、受信感度
劣化が生じにくい周波数変調波受信装置を提供すること
を目的とする。
劣化が生じにくい周波数変調波受信装置を提供すること
を目的とする。
・〔問題点を解決するための手段〕
本発明は、回線周波数に同期する周波数の局部周波数信
号を発振する発振回路と、受信する二値デジタル信号で
周波数変調された変調波信号をこの局部周波数信号を用
いて処理してベースバンド信号を生成するミキサ回路と
、このベースバンド信号を直交検波処理して復調信号を
生成する復調回路とを備えた周波数変調波受信装置にお
いて、上記発振回路は、与えられた設定電圧に応じて発
振する周波数が可変設定される手段を有し、上記ベース
バンド信号に基づき上記発振回路で発生する偏差周波数
をほぼ除去（７た周波数を上記発振回路が発振できる設
定電圧を生成して上記発振回路に与える自動周波数制御
回路を備えたことを特徴とする特 〔作用〕 直交検波復調回路に人力されるベースバンド信号を利用
してこのベースバンド信号を生成するミキサ回路に与え
られる局部発振周波数を回線周波数に自動追従させるこ
とにより受信帯域特性の劣化を防止する。
号を発振する発振回路と、受信する二値デジタル信号で
周波数変調された変調波信号をこの局部周波数信号を用
いて処理してベースバンド信号を生成するミキサ回路と
、このベースバンド信号を直交検波処理して復調信号を
生成する復調回路とを備えた周波数変調波受信装置にお
いて、上記発振回路は、与えられた設定電圧に応じて発
振する周波数が可変設定される手段を有し、上記ベース
バンド信号に基づき上記発振回路で発生する偏差周波数
をほぼ除去（７た周波数を上記発振回路が発振できる設
定電圧を生成して上記発振回路に与える自動周波数制御
回路を備えたことを特徴とする特 〔作用〕 直交検波復調回路に人力されるベースバンド信号を利用
してこのベースバンド信号を生成するミキサ回路に与え
られる局部発振周波数を回線周波数に自動追従させるこ
とにより受信帯域特性の劣化を防止する。
以下、本発明の一実施例について図面を参照して説明す
る。第１図はこの実施例の構成図である。
る。第１図はこの実施例の構成図である。
第２図はＡＦＣ回路１１０の回路構成を示す。この実施
例は、第１図に示すように、回線周波数に同期する周波
数の局部周波数信号を発振する発振回路と、受信する二
値デジタル信号で周波数変調された変調波信号をこの局
部周波数信号を用いて処理してベースバンド信号を生成
するミキサ回路１０２と、このベースバンド信号を直交
検波処理（７て復調信号を生成する復調回路１．０５と
を備え、さらに、本発明の特徴とする手段として、上記
発振回路は、与えられた設定電圧に応じて発振する周波
数が可変設定される手段を存する電圧制御発振回路１０
９であり、上記ベースバンド信号に基づき上記発振回路
で発生する偏差周波数をほぼ除去した周波数を上記発振
回路が発振できる設定電圧を生成して」１記発振回路に
与える自動周波数制御回路であるへＦＣ回路１１０を備
える。
例は、第１図に示すように、回線周波数に同期する周波
数の局部周波数信号を発振する発振回路と、受信する二
値デジタル信号で周波数変調された変調波信号をこの局
部周波数信号を用いて処理してベースバンド信号を生成
するミキサ回路１０２と、このベースバンド信号を直交
検波処理（７て復調信号を生成する復調回路１．０５と
を備え、さらに、本発明の特徴とする手段として、上記
発振回路は、与えられた設定電圧に応じて発振する周波
数が可変設定される手段を存する電圧制御発振回路１０
９であり、上記ベースバンド信号に基づき上記発振回路
で発生する偏差周波数をほぼ除去した周波数を上記発振
回路が発振できる設定電圧を生成して」１記発振回路に
与える自動周波数制御回路であるへＦＣ回路１１０を備
える。
次に、この実施例の動作を説明する。
まず、ＡＦＣ回路１１０を動作させない場合の検波動作
を説明する。マークまたはスペースの２値デジタル信号
で周波数変調された受信波は高周波増幅器１０１で増幅
され、さらに２分割されてそれぞれミキサ回路１０２に
人力される。また、局部発振周波数は電圧制御発振回路
１０９から９０度移柑器１０８に人力され、位相が＋４
５度、−４５度づつまわされてミキサ回路１０２に人力
される。このような回路構成をとることにより、９０度
位相のずれた信号がミキサ回路１０２からベースバンド
へ周波数変換されて出力される。回線周波数と局部発振
周波数とは一致しているのでベースバンド信号はビート
周波数になる。低域通過フィルタ１０３はベースバンド
の信号のみを取り出して雑音の帯域制限を行う。ベース
バンド信号は各々リミッタ回路１０４に入力され、２値
化された信号ＩおよびＱが得られる。この信号波形は第
６図に示す。ここで、データは変調信号を示ず。信号■
およびＱを復調回路１０５に入力することにより第６図
に示すような周波数検波が行われる。ここで、復調回路
１０５は、第５図に示すように、Ｄフリップ・フロップ
で構成されるものとすると、Ｄフリップ・フロップのク
ロック人力ＣＬを信号Ｉ、データ人力りを信号Ｑとする
と、クロックの立ち上がりでデータをカウントする場合
に出力はり、のようになり、信号ＩおよびＱの位相が９
０度変化することにより出力しも同様に変化してデータ
が復調される。このようにして復調された復調信号は雑
音を取り除くための低域通過フィルタ１０６を通りコン
パレータ回路１０７により２値化され、２値デジタル信
号として出力される。
を説明する。マークまたはスペースの２値デジタル信号
で周波数変調された受信波は高周波増幅器１０１で増幅
され、さらに２分割されてそれぞれミキサ回路１０２に
人力される。また、局部発振周波数は電圧制御発振回路
１０９から９０度移柑器１０８に人力され、位相が＋４
５度、−４５度づつまわされてミキサ回路１０２に人力
される。このような回路構成をとることにより、９０度
位相のずれた信号がミキサ回路１０２からベースバンド
へ周波数変換されて出力される。回線周波数と局部発振
周波数とは一致しているのでベースバンド信号はビート
周波数になる。低域通過フィルタ１０３はベースバンド
の信号のみを取り出して雑音の帯域制限を行う。ベース
バンド信号は各々リミッタ回路１０４に入力され、２値
化された信号ＩおよびＱが得られる。この信号波形は第
６図に示す。ここで、データは変調信号を示ず。信号■
およびＱを復調回路１０５に入力することにより第６図
に示すような周波数検波が行われる。ここで、復調回路
１０５は、第５図に示すように、Ｄフリップ・フロップ
で構成されるものとすると、Ｄフリップ・フロップのク
ロック人力ＣＬを信号Ｉ、データ人力りを信号Ｑとする
と、クロックの立ち上がりでデータをカウントする場合
に出力はり、のようになり、信号ＩおよびＱの位相が９
０度変化することにより出力しも同様に変化してデータ
が復調される。このようにして復調された復調信号は雑
音を取り除くための低域通過フィルタ１０６を通りコン
パレータ回路１０７により２値化され、２値デジタル信
号として出力される。
次に、ＡＦＣ回路１１０の動作を説明する。
この回路はＩＪ ミッタ回路１０４の出力信号■または
信号Ｑを周波数検波することにより回線周波数に対する
オフセット周波数を検出し、オフセット周波数が一定値
以内になったときに自走している電圧制御発振回路１０
９を一定周波数に停止させ、局部発振周波数を回線周波
数に追従させる。第３図に各部の波形を示す。信号Ｑは
ＩＪ−、ツタ回路１０４の出力でありオフセット周波数
ΔＦがかかっているものとする。すなわち、マークもし
くはスペースで信号Ｑの周波数は±Ｆｏ−八Ｆでへる。
信号Ｑを周波数検波することにより回線周波数に対する
オフセット周波数を検出し、オフセット周波数が一定値
以内になったときに自走している電圧制御発振回路１０
９を一定周波数に停止させ、局部発振周波数を回線周波
数に追従させる。第３図に各部の波形を示す。信号Ｑは
ＩＪ−、ツタ回路１０４の出力でありオフセット周波数
ΔＦがかかっているものとする。すなわち、マークもし
くはスペースで信号Ｑの周波数は±Ｆｏ−八Ｆでへる。
ここで、復調部１０は、第７図に示すように、遅延時間
Ｔの遅延回路６１と排他的論理和回路６２とから構成さ
れる遅延検波回路である。復調部１０の出力はパルス幅
Ｔのパルス波りになる。パルス波りを低域通過フィルタ
１１で積分することにより信号Ｑの周波数に比例した電
圧出力０が得られる。電圧出力０の平均値はΔＦと無関
係であるＦ。の電圧出力になる。すなわち、信号Ｑの周
波数はＦ、−ΔＦとｌ−Ｆ、−ΔＦ１であるので、周波
数平均値はＦ、になる。信号０の平均値Ａは平均値回路
１２で求められる。時定数は１／Ｂ、より充分長く設定
しである。平均値回路１２の構成は第９図に示すように
１次ＲＣ積分回路である。次に、平均値Ａはオフセット
回路１３に入力され士△Ｖの電圧が加えられる。
Ｔの遅延回路６１と排他的論理和回路６２とから構成さ
れる遅延検波回路である。復調部１０の出力はパルス幅
Ｔのパルス波りになる。パルス波りを低域通過フィルタ
１１で積分することにより信号Ｑの周波数に比例した電
圧出力０が得られる。電圧出力０の平均値はΔＦと無関
係であるＦ。の電圧出力になる。すなわち、信号Ｑの周
波数はＦ、−ΔＦとｌ−Ｆ、−ΔＦ１であるので、周波
数平均値はＦ、になる。信号０の平均値Ａは平均値回路
１２で求められる。時定数は１／Ｂ、より充分長く設定
しである。平均値回路１２の構成は第９図に示すように
１次ＲＣ積分回路である。次に、平均値Ａはオフセット
回路１３に入力され士△Ｖの電圧が加えられる。
ｖｌｌ ＝Ａ＋△Ｖ、ＶＬ ＝Ａ−４Ｖコンパレータ回
路１４および１５には各々ＶＨ、ＶＬが人力され、Ｖ
ｏ ＨはＯ＜ＶＨのときハイ状態に、ＶｏＬは０＜ＶＬ
のときにハイ状態になるように設定しである。ＶｏＬお
よびＶ。Ｈはアンド回路１６に人力され、■。１、およ
びＶ。Ｉ＋が共にハイ状態のときだけアンド回路１６の
出力Ｃはハイ状態になる。このことは信号Ｏが平均値Ａ
から△Ｖ以内であるとき信号Ｃはハイ状態になることを
示す。以上のことを具体的な数値を上げて示すと、復調
回路１０の復調感度をＫＤ （Ｖ／ｋＨｚ）とすると
、信号Ｏは○＝Ｋｏ ・ΔＦ になり、 △Ｖ＞Ｋｎ ・ΔＦ のときに信号Ｃがハイになる。Ｋ ｏ ”” １０ ｍ
Ｖ／ｋｔｌｚ、△Ｖ＝１０ｍＶとすれば、ΔＦ＜１ｋ
Ｈｚであるとき信号Ｃがハイ状態になる。ここで、オフ
セット回路１３の構成を第１０図に示す。平均値Ａはボ
ルテージホロワ６５を通して抵抗６８および６９と定電
流回路６６および６７によってオフセフｌ−電圧士△Ｖ
を発生している。また、コンパレータ回路１４および１
５は第１１図に示すようにトランジスタ７７．７８、抵
抗７５．７６および定電流回路７９からなる差動増幅器
とトランジスタ８０および抵抗８１からなるレベルシフ
トとで構成される。
路１４および１５には各々ＶＨ、ＶＬが人力され、Ｖ
ｏ ＨはＯ＜ＶＨのときハイ状態に、ＶｏＬは０＜ＶＬ
のときにハイ状態になるように設定しである。ＶｏＬお
よびＶ。Ｈはアンド回路１６に人力され、■。１、およ
びＶ。Ｉ＋が共にハイ状態のときだけアンド回路１６の
出力Ｃはハイ状態になる。このことは信号Ｏが平均値Ａ
から△Ｖ以内であるとき信号Ｃはハイ状態になることを
示す。以上のことを具体的な数値を上げて示すと、復調
回路１０の復調感度をＫＤ （Ｖ／ｋＨｚ）とすると
、信号Ｏは○＝Ｋｏ ・ΔＦ になり、 △Ｖ＞Ｋｎ ・ΔＦ のときに信号Ｃがハイになる。Ｋ ｏ ”” １０ ｍ
Ｖ／ｋｔｌｚ、△Ｖ＝１０ｍＶとすれば、ΔＦ＜１ｋ
Ｈｚであるとき信号Ｃがハイ状態になる。ここで、オフ
セット回路１３の構成を第１０図に示す。平均値Ａはボ
ルテージホロワ６５を通して抵抗６８および６９と定電
流回路６６および６７によってオフセフｌ−電圧士△Ｖ
を発生している。また、コンパレータ回路１４および１
５は第１１図に示すようにトランジスタ７７．７８、抵
抗７５．７６および定電流回路７９からなる差動増幅器
とトランジスタ８０および抵抗８１からなるレベルシフ
トとで構成される。
第１２図にのこぎり波発生回路１７の構成を示ず。
ＲＳラッチ９１とコンパレータ８９および９０とを用い
定電流回路８３によりコンデンサ８２を充電し、高電圧
側設定電圧Ｖ ｃ Ｈ以」二になるとＲＳラッチ９１が
反転し、定電流回路８４により急速にコンデンサ８２を
放電する。次に低電圧側設定電圧Ｖ ｃ Ｌ以下になる
と、ＲＳラッチ９１が反転してまた定電流回路８３によ
り充電を開始することを繰り返し、のこぎり波を発生す
る。のこぎり波発生回路１７は信号Ｃがハイ状態のとき
自走を停止してそのときの電圧■。
定電流回路８３によりコンデンサ８２を充電し、高電圧
側設定電圧Ｖ ｃ Ｈ以」二になるとＲＳラッチ９１が
反転し、定電流回路８４により急速にコンデンサ８２を
放電する。次に低電圧側設定電圧Ｖ ｃ Ｌ以下になる
と、ＲＳラッチ９１が反転してまた定電流回路８３によ
り充電を開始することを繰り返し、のこぎり波を発生す
る。のこぎり波発生回路１７は信号Ｃがハイ状態のとき
自走を停止してそのときの電圧■。
を維持する。信号Ｃがハイ状、宮になると、定電流回路
８３および８４がオフしてハイインピーダンスの状態に
なる。のこぎり波発生回路１７の出力Ｖ↑は電圧制御発
振回路１０９に入力される。このために電圧制御発振回
路１０９はのこぎり波発生回路１７によって第７図に示
すような周期で自走する。ここで、１周期が１ビツト内
にはいるためにのこぎり波の周期はデータ伝送速度より
短い。また、第１３図に示すように局部発振周波数は回
線周波数の上下で変化する。これはＡＦＣ回路１１０に
人力されたビート周波数がプラス側に周波数オフセット
がかかっているのかまたはマイナス側にかかってハるの
かを判断することが不可能であり、回線周波数の上下で
局部発振周波数を変化させオフセットが小さくなる点を
検出する必要があるためである。
８３および８４がオフしてハイインピーダンスの状態に
なる。のこぎり波発生回路１７の出力Ｖ↑は電圧制御発
振回路１０９に入力される。このために電圧制御発振回
路１０９はのこぎり波発生回路１７によって第７図に示
すような周期で自走する。ここで、１周期が１ビツト内
にはいるためにのこぎり波の周期はデータ伝送速度より
短い。また、第１３図に示すように局部発振周波数は回
線周波数の上下で変化する。これはＡＦＣ回路１１０に
人力されたビート周波数がプラス側に周波数オフセット
がかかっているのかまたはマイナス側にかかってハるの
かを判断することが不可能であり、回線周波数の上下で
局部発振周波数を変化させオフセットが小さくなる点を
検出する必要があるためである。
局部発信周波数が周期的に変化すると、ベースバンド信
号ＩおよびＱも同様に変化する。このために１ビツト中
に必ず１回は回線周波数と局部発振周波数との誤差があ
らかじめ定められた周波数以内になるときがあるので、
信号Ｃも１ピント中に少なくとも１回はハイ状態になる
。この時点でのこぎり波発生回路１７の出力Ｖ工は一定
値になり、局部発振周波数は回線周波数とあらかじめ定
められた周波数以内になって自動周波数制御がかかる。
号ＩおよびＱも同様に変化する。このために１ビツト中
に必ず１回は回線周波数と局部発振周波数との誤差があ
らかじめ定められた周波数以内になるときがあるので、
信号Ｃも１ピント中に少なくとも１回はハイ状態になる
。この時点でのこぎり波発生回路１７の出力Ｖ工は一定
値になり、局部発振周波数は回線周波数とあらかじめ定
められた周波数以内になって自動周波数制御がかかる。
次に、本発明の第２の実施例を第１４図に示す。
第２図のアンド回路１６を排他的論理和回路１８に置き
換えたものであり第１の実施例と同様に動作する。
換えたものであり第１の実施例と同様に動作する。
最後に、本実施例のＡＦＣ回路を用いた場合の受信感度
帯域特性を第１５図に示す。ＡＦＣ回路を用いない場合
の直交検波方式と比較して１ｄＢ帯域が２ｋＨｚから６
ｋＨｚとなり明らかに改善されている。また、第４図
に示すように、従来のスーパヘテロダイン方式と比較し
ても遜色がない。ここで、第４図の曲６Ｉは直交検波受
信方式の特性を示し、曲線■はスーパヘテロゲイン方式
の特性を示す。また、第１５図の曲線■はＡＦＣ回路無
しの場合の特性を示し、曲線■はＡ Ｆ Ｃ回路を有す
る場合の特性を示す。
帯域特性を第１５図に示す。ＡＦＣ回路を用いない場合
の直交検波方式と比較して１ｄＢ帯域が２ｋＨｚから６
ｋＨｚとなり明らかに改善されている。また、第４図
に示すように、従来のスーパヘテロダイン方式と比較し
ても遜色がない。ここで、第４図の曲６Ｉは直交検波受
信方式の特性を示し、曲線■はスーパヘテロゲイン方式
の特性を示す。また、第１５図の曲線■はＡＦＣ回路無
しの場合の特性を示し、曲線■はＡ Ｆ Ｃ回路を有す
る場合の特性を示す。
本発明は、以上説明したように、局部発振周波数は回線
周波数とあらかじめ定められた周波数以内になり回線周
波数に追従させることが可能になり、従来例のように感
度帯域特性が狭い欠点を除去してスーパヘテロダイン方
式と同等な感度帯域特性を実現できる効果がある。
周波数とあらかじめ定められた周波数以内になり回線周
波数に追従させることが可能になり、従来例のように感
度帯域特性が狭い欠点を除去してスーパヘテロダイン方
式と同等な感度帯域特性を実現できる効果がある。
第１図は本発明実施例の構成を示すブロック図。
第２図は本発明に用いたＡＦＣ回路の構成を示すブロッ
ク図。 第３図は第１図に示す実施例の各部の波Ｊ’（９を示ず
図。 第４図は受信帯域特性を示すグラフ。 第５図は第２図の復調回路の構成を示す構成図。 第６図は第５図の復調回路の動作を示す波形図。 第７図は第１図の復調部の構成図。 第８図は第１図の低域通過フィルタの構成図。 第９図は第１図の平均値回路の構成図。 第１０図は第１図のオフセフ）回路の構成図。 第１１図は第１図のコンパレータ回路の構成図。 第１２図は第１図ののこぎり波発生回路の構成図。 第１３図はのこぎり波の波形図。 第１４図は本発明の第２の実施例の構成を示すブロック
図。 第１５図は本発明を用いた場合の受信帯域特性のグラフ
。 第１６図は従来例の構成を示すブロック構成図。 １０・・・復調部、１１．１０３．１０６・・・低域通
過フィルタ、１２・・・平均値回路、１３・・・オフセ
ット回路、１４．１５．１０７・・・コンパレータ回路
、１６・・・アンド回路、１７・のこぎり波発生回路、
１８・・・排他的論理和回路、１０１・・・高周波増幅
器、１０２・・・ミキザ回路、１０４・・・＋Ｊ ミッ
タ回路、１０５・・・復調回路、１０８・・・９０度移
参目器、１０９・・・電圧制御発振回路、１１０・・・
Ａ Ｉ” Ｃ回路、２０１ ・・局部発振回路。
ク図。 第３図は第１図に示す実施例の各部の波Ｊ’（９を示ず
図。 第４図は受信帯域特性を示すグラフ。 第５図は第２図の復調回路の構成を示す構成図。 第６図は第５図の復調回路の動作を示す波形図。 第７図は第１図の復調部の構成図。 第８図は第１図の低域通過フィルタの構成図。 第９図は第１図の平均値回路の構成図。 第１０図は第１図のオフセフ）回路の構成図。 第１１図は第１図のコンパレータ回路の構成図。 第１２図は第１図ののこぎり波発生回路の構成図。 第１３図はのこぎり波の波形図。 第１４図は本発明の第２の実施例の構成を示すブロック
図。 第１５図は本発明を用いた場合の受信帯域特性のグラフ
。 第１６図は従来例の構成を示すブロック構成図。 １０・・・復調部、１１．１０３．１０６・・・低域通
過フィルタ、１２・・・平均値回路、１３・・・オフセ
ット回路、１４．１５．１０７・・・コンパレータ回路
、１６・・・アンド回路、１７・のこぎり波発生回路、
１８・・・排他的論理和回路、１０１・・・高周波増幅
器、１０２・・・ミキザ回路、１０４・・・＋Ｊ ミッ
タ回路、１０５・・・復調回路、１０８・・・９０度移
参目器、１０９・・・電圧制御発振回路、１１０・・・
Ａ Ｉ” Ｃ回路、２０１ ・・局部発振回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、回線周波数に同期する周波数の局部周波数信号を発
振する発振回路と、 受信する二値デジタル信号で周波数変調された変調波信
号をこの局部周波数信号を用いて処理してベースバンド
信号を生成するミキサ回路と、このベースバンド信号を
直交検波処理して復調信号を生成する復調回路と を備えた周波数変調波受信装置において、 上記発振回路は、与えられた設定電圧に応じて発振する
周波数が可変設定される手段を有し、上記ベースバンド
信号に基づき上記発振回路で発生する偏差周波数をほぼ
除去した周波数を上記発振回路が発振できる設定電圧を
生成して上記発振回路に与える自動周波数制御回路 を備えたことを特徴とする周波数変調波受信装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1277711A JP2752733B2 (ja) | 1989-10-25 | 1989-10-25 | 周波数変調波受信装置 |
| CA002014916A CA2014916C (en) | 1989-04-20 | 1990-04-19 | Direct conversion receiver with dithering local carrier frequency for detecting transmitted carrier frequency |
| DE69030838T DE69030838T2 (de) | 1989-04-20 | 1990-04-20 | Direktmischempfänger mit lokaler Trägerzitterfrequenz zur gesendeten Trägerfrequenz-Erfassung |
| EP90304265A EP0394064B1 (en) | 1989-04-20 | 1990-04-20 | Direct conversion receiver with dithering local carrier frequency for detecting transmitted carrier frequency |
| AU53753/90A AU624707B2 (en) | 1989-04-20 | 1990-04-20 | Direct conversion receiver with dithering local carrier frequency for detecting transmitted carrier frequency |
| US07/511,696 US5091921A (en) | 1989-04-20 | 1990-04-20 | Direct conversion receiver with dithering local carrier frequency for detecting transmitted carrier frequency |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1277711A JP2752733B2 (ja) | 1989-10-25 | 1989-10-25 | 周波数変調波受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03139941A true JPH03139941A (ja) | 1991-06-14 |
| JP2752733B2 JP2752733B2 (ja) | 1998-05-18 |
Family
ID=17587250
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1277711A Expired - Fee Related JP2752733B2 (ja) | 1989-04-20 | 1989-10-25 | 周波数変調波受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2752733B2 (ja) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60176353A (ja) * | 1984-02-22 | 1985-09-10 | Oki Electric Ind Co Ltd | 受信周波数補正方式 |
| JPS60236346A (ja) * | 1984-04-27 | 1985-11-25 | エヌ・ベー・フイリツプス・フルーイランペンフアブリケン | Ｆｓｋデータ受信機 |
| JPS6444153A (en) * | 1987-08-12 | 1989-02-16 | Fujitsu Ltd | Demodulator |
-
1989
- 1989-10-25 JP JP1277711A patent/JP2752733B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60176353A (ja) * | 1984-02-22 | 1985-09-10 | Oki Electric Ind Co Ltd | 受信周波数補正方式 |
| JPS60236346A (ja) * | 1984-04-27 | 1985-11-25 | エヌ・ベー・フイリツプス・フルーイランペンフアブリケン | Ｆｓｋデータ受信機 |
| JPS6444153A (en) * | 1987-08-12 | 1989-02-16 | Fujitsu Ltd | Demodulator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2752733B2 (ja) | 1998-05-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |