JPH03149918A - 三角波発生器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、主としてパルス幅変調増幅器（以下、ＰＷ
Ｍアンプと称す）に使用されるＰＷＭ変調器の構成要素
として使用される三角波発生器に関するものである。

［従来の技術］ ＰＷＭアンプにおいて、入力信号を二値のＰＷＭ変調波
とするＰＷＭ変調器の構成要素として使用される三角波
発生器には、所要のキャリア周波数において精度良く三
角波形を発生することが要求される。特に、音声信号の
増幅に使用する場合け、キャリア周波数が数１００ＫＨ
ｚと高い上に再生音声信号の歪を抑えるために波形の精
度が良いことが強く求められる。

第７図は上記のような要求を満たす従来の三角波発生器
の回路図である。同図において、（１）辻コンデンサ、
　（２）　ｉｔこのコンデンサ（１）　に接続される′
Ｍ１のスイッチ手段、（３）は第１の定電流源、（４）
は第２のスイッチ手段、（５）は第２の定電流源、（！
）は電圧比較手段、（７）は第１および第２の定電流源
（３）　、　（５）に接続される抵抗器、（８）線上記
第１および′！Ｊ２のスイッチ手段に接続され、これら
に適当な動作電圧を与える分圧回路、（９）は電源端子
である。

つぎに、上記構成の動作について、各構成要素の詳細な
構成とともに順番に説明する。

まず、電圧比較手段（６）について説明する。なお、説
明の便宜上、抵抗器Ｒ１、Ｒ２％Ｒ３およびＲ４の抵抗
値をすべて等しいｒとし、抵抗器Ｒ５およびＲ６の抵抗
値を互いに等しく、かつ上記ｒよりも十分大きいものと
し、電流源ＣＳＩ、ＣＳ２の電流値を互いに等しいｉと
する。

この電圧比較手段（６）で鑓、トランジスタＱｌ、Ｑ２
　（以下、単にＱｌ、Ｑｌと称す）のベース電位を比較
しており、Ｑｌのベース電位が高ければＱｌがオンとな
り、Ｑｌがオフとなるから、Ｑｌのコレクタ電位はほぼ
電源電圧Ｖｃｃとなり、Ｑｌのコレクタ電位は定電流源
ＣＳＩの電流が抵抗器Ｒ２を通して流れることによる電
圧降下のため、はぼ　Ｖｃｃ−ｒＸｉ　　となる。

このため、Ｑｌ、Ｑｌの各コレクタ電極に接続された二
つのｐｎｐ）ランジスタＱ３、Ｑ４（以下、単にＱＢ、
Ｑ４と称す）は、ＱＢがオンとなり、Ｑ４がオフとなる
。Ｑ４のコレクタ電位はほぼグランド電位となり、ＱＢ
のコレクタ電位は定電流＠ＣＳ２が抵抗器Ｒ３を通して
流れることにより、はぼ　ｒｘｉ　　となる。このとき
のＱｌのベース電位ＶＬは、はぼ ＶＬ＝　（Ｖｃｃ／２）−ｒ　−ｔ／ｚ−−−−−（ｔ
）となる。

したがって、Ｑｌのベース電位がＱｌのベース電位ＶＬ
より高ければ、この状態（以下、第１の安定状態と称す
）が維持されるが、Ｑｌのベー・ス電位がＱｌのベース
電位ＶＬより少しでも下がると、Ｑｌがオフとなり始め
てＱ４がオンしてゆくことから、Ｑｌのベース電位ＶＬ
は上昇してゆくという正帰還がかかり、急速にもう一つ
の安定状！！（以下、Ｎ２の安定状態と称す）釘穆るこ
とになる。

上記第２の安定状態、すなわち、ＱｌよりもＱｌのベー
ス電位が高くなると、Ｑ２がオンとなり、Ｑｌがオフと
なるから、Ｑｌのコレクタ電位はほぼ電源電圧Ｖｃｃと
なり、Ｑｌのコレクタ電位は定電流ＩＣＳＩの電流が抵
抗５Ｒｚでの電圧降下のため、はぼ　Ｖｃｃ−ｒＸｉ　
　となる。

このため、ＱＢがオフ、Ｑ４がオンとなり、ＱＢのコレ
クタ電位はほぼグランド電位、Ｑ４のコレクタ電位は定
電流源ＣＳ２が抵抗器Ｒ４を通して流れることにより、
はぼ　ｒｘｉ　　となる。このときのｑｌのベース電位
Ｖυは、はぼ ＶＵ璽（Ｖｃｃ／２）＋ｒ−ｔ／ｚ−−−−−−（ｚ）
となる。

したがって、Ｑ１のベース電位がＱｌのベース電位ｖＵ
より低ければ、この第２の安定状態が維持されるが、ｑ
ｌのベース電位がｑｌのベース電位ｖｕより少しでも上
がると、Ｑｌがオンとなり始めて、Ｑ４がオフしてゆく
ことから、Ｑ２のベース電位が下降してゆくという正帰
還がかかり、急速にもう一つの安定状態に移ることにな
る。

以上の結果、電圧比較手段（１）は第８図で示すように
、入力電圧、つまり、Ｑｌのベース電位に対してスレッ
シ謬ルド電圧がｖｔ、、ｖｕとなるヒステリシスをもつ
こととなる。

第１の定電流源（３）鎗、特性の揃った２つのｐｎｐト
ランジスタｑ７、ＱＢ（以下、単にｑ）、ＱＢと称す）
で構成されるカレントミラ一回路であり、ＱＢのベース
電極とコレクタ電極鎗結ばれており、Ｑ７のコレクタ電
流はＱＢのコレ　クタ電流とほぼ等しくなる。この場合
、ＱＢのベース電流は無視し得るから、抵抗器（１）に
流れる電流と同等の電流がＱｌから供給されることとな
る。

第２の定電流源（５）は、特性の揃った２つのｎｐｎ）
ランジスタＱｌｌ、Ｑｌ２（以下、単にＱｌ１％Ｑ１２
と称す）で構成されるカレントミラ一回路であり、Ｑｌ
２のベース電極とコレクタ電極は結ばれており、Ｑｌｌ
のコレクタ電流はＱｌ２のコレクタ電流とほぼ等しくな
ることから、Ｑｌｌには抵抗１１（７）に流れる電流と
同等の電流が吸い込まれることとなる。

３４１のスイッチ手段（２）は、特性の揃った２つのｐ
ｎｐ）ランジスタＱ５、Ｑ６（以下、阜にＱ５、Ｑ６と
称す）畠よび抵抗器Ｒ７、Ｒ８で構成される電流切り替
え回路である。Ｑ６のベース電極には分圧回路（８）か
ら上記電圧比較手段（６）の第１、第２の安定状態での
Ｑｌのコレクタ電位、Ｖｃｃおよび（Ｖｃｃ−ｒＸｉ）
の間の適当な電圧が与えられるから、このスイッチ手段
（２）はＱ　２がオンの場合、第１の定電流源（３）の
電流がＱ５を通してコンデンサ（１）に向けて出力され
、Ｑｌがオフの場合、Ｑ５がオフとなって電流供給を停
止するというスイッチ動作をおこなう。

第２のスイッチ手段（４）は、特性の揃った２つのｎｐ
ｎ）ランジスタＱ９、ｑｌｏ（以下、単にＱ９、ＱＩＧ
と称す）および抵抗器Ｒ９、ＲＩＯで構成される電流切
り替え回路である。Ｑ１０のベース電極には分圧回路（
８）から上記電圧比較手段（８）の第１、第２の安定状
態でのＱ３のコレクタ電位、０およびｒＸｉの間の適当
な電圧が与えられるから、このスイッチ手段（４）はＱ
３がオンの場合、第２の定電流源（５）の電流がＱ９を
通してコンデンサ（１）から吸い込まれ％Ｑ３がオフの
場合、Ｑ９がオフとなって電流吸い込みを停止するとい
うスイッチ動作をおこなう。

以上の各構成要素からなる従来例において、まず、電圧
比較手段（６）が第一１の安定状態にあると、Ｑｌがオ
フ、Ｑ３がオンであるから、コンデンサ（１）への第１
のスイッチ手段（２）を通しての充電はおこなわれず、
第２のスイッチ手段（４）を通して第２の定電流源（５
）への放電のみがおこなわれる。そのため、コンデンサ
（１）の端子電圧、すなわち、Ｑｌのベース電位は、時
間とともに直線的に減少してゆ（，このようにしてコン
デンサ（１）の端子電圧が上記ＶＬに達すると、電圧比
較手段（６）は急速に′ｓ２の安定状態に移る。

１５２の安定状態になると、Ｑｌがオン、Ｑ３がオフと
なり、コンデンサ（１）へ第１のスイッチ手段（２）を
通してｍ１の定電流源（３）からの充電がおこなわれ、
第２のスイッチ手段（４）を通しての放電は停止される
。そのため、コンデンサ（１）の端子電圧、すなわち％
Ｑ１のベース電位け、時間とともに直線的に増加してゆ
く、このようにしてコンデンサ（１）の端子電圧が上記
ＶＵに達すると、電圧比較手段（６）は再び急速に第１
の安定状態に移る。

以上の動作の繰り返しにより、′Ｍ９図で示すように、
コンデンサ（１）には、はぼＶＵとＶＬを上限・下限と
し、時間とともに直線的に増加・減少を繰り返す電圧波
形、すなわち、三角波が得られることとなる。

［発明が解決しようとする課題］ 従来の三角波発生器は以上のように構成されており、電
圧比較手段のヒステリシス電圧幅、すなわち、（ＶｔＪ
−ＶＬ）にほぼ等しい一定振幅の三角波を発生するもの
であった。ところが、実際のＰＷＭアンプにおいて鎗、
たとえば、特開昭６０−１９００１０号公報などに記載
されているとおり、三角波の振幅を出力段電源電圧の変
動に応じて変化させることが望まれる場合が多い。

これは、ＰＷＭＩＩｅＱ度が一定であっても、出力振幅
が出力段の電源電圧に比例するというＰＷＭアンプの性
質、言い換えると、その利得が出力段の電源電圧に比例
するという性質をもっており、電源電圧の変動がそのま
ま出力に現われるという問題を抱えているためである。

この対策として、電源電圧を安定化することも考えられ
るけれども、この場合は、電源電圧の安定化回路での損
失のため、他の方式に比べて非常に効率が高いというＰ
ＷＭアンプ本来の利点を損なうこととなる。このため、
電源電圧の変動、すなわち利得の変動に対してＰＷＭ変
調器での変調度を、この利得変動を補償するよう変化さ
せるという方策が考えられ、その具体的方法として。

ＰＷＭ変調器に使用する三角波の振幅を電源電圧に応じ
て変化させるという方法がとられる。

この補償を効果的におこなうためには、入力信号レベル
を一定とした場合のＰＷＭ変調度が出力段電圧に反比例
するようにすればよい、電圧比較器を用いて入力信号と
三角波の比較をおこなう通常のｐｗｕＲＢ器においては
、入力信号が一定の場合、ｐｗｕｚＨ度が三角波の振幅
に反比例するから、この条件は三角波の振幅を出力段電
源電圧釘比例するように変化させることに相当する。

また、ＰＷＭアンプの出力段の構成が第５図に示すよう
なバランスド・トランスフォーマレス（ＢＴＬ）構成の
場合、第４図（ｂ）に示すように、対称な振幅変化をす
る波形であることが望ましく、また、ＰＷＭアンプの出
力段の構成が３１１６図に示すようなシングルエンデド
・プッシュプル（ＳＥＰＰ）構成の場合、第４図（ｃ）
に示すように、片側だけが振幅変化する波形であること
が望ましい、こうすることにより入出力信号が直流であ
る場合でも補償が可能となる。

この発明は上記のような実情に鑑みてなされたもので、
ＰＷＭアンプの出力段の電源電圧の変動を効果的に補償
し得るような振幅変調機能を付与して、とくに、ＰＷＭ
アンプの構成要素として好適に使用することができる三
角波発生器を提供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明にかかる三角波発生器は、三角波出力となるコ
ンデンサの端子電圧の監視に、その入出力特性にヒステ
リシスを有する電圧比較手段を使用し、この電圧比較手
段の出力により制御される２つのスイッチ手段を通して
ほぼ同一の電流値を有する２つの定電流源を介してコン
デンサの充・放電をおこなうように構成することにより
、はぼこのヒステリシス電圧幅にほぼ等しい振幅の三角
波信号を出力させるように、上記電圧比較手段のヒステ
リシス電圧幅をこの電圧比較手段に接続されるＮ２の電
源端子の入力端子に応じて変化させるように構成したこ
とを特徴とする特 ＊作用１ この発明によれば、コンデンサの端子電圧をヒステリシ
スを有する電圧比較手段で監視して、この電圧比較手段
のヒステリシス電圧幅を第２の電源端子電圧に応じて変
化させるように構成することにより、ヒステリシス電圧
幅にほぼ等しい振幅の三角波信号を出力することができ
る。そのため、第２の電源端子にＰＷＭアンプの出力段
の電源電圧を与えることにより、その出力段電源変動を
効果的に補償することが可能なｐｗｕＩＩｅ調器を構成
することができる。

［発明の実施例］ 以下、この発明の一実施例を図面にもとづいて説明する
。

第１図はこの発明の一実施例による三角波発生器の回路
図であり、同図において、（１）〜（９）は第７図で示
す従来例と同一であるため、該当部分に同一の符号を付
して、それらの詳しい説明を省略する。

第１図において、（ｌＯ）はトランジスタＱ１３および
Ｑｌ４（以下、阜にＱｌ３、Ｑｌ４と称す）で構成され
るカレントミラー型の第３の定電流源（１４）とＱｌ、
Ｑｌおよび抵抗器Ｒ１、Ｒ２で構成される差動増幅部と
からなる第１の電圧比較回路、（１１）はトランジスタ
Ｑ１５およびＱｌ６（以下、阜にＱｌ５、Ｑｌ６と称す
）で構成されるカレントミラー型の第４の定電流源（１
５）とＱ３、Ｑ４Ｊ５よび抵抗器１Ｌ３．Ｒ４で構成さ
れる差動増幅部とからなる第２の電圧比較回路、　（１
２）は上記３４３および３１４の定電流源（１４）、（
Ｉｓ）にそれぞれ接続される抵抗器、（１３）鎗上記第
１の電圧比較回路（ｔｏｓｓよび第２の電圧比較回路（
１１）により構成される電圧比較手段（６）に接続され
た第２の電源端子である。

つぎに、上記構成の動作について説明する。

この実施例と第７図で示す従来例との相違点　は、電圧
比較手段（６）に含まれる第３の定電流源（１４）およ
び第４の定電流源（１５）をそれぞれカレントミラー型
とし、その電源を第１の電源端子（ｇ）から与えられる
安定化電源とは別の電源としていることである。

したがフて、上記の点を除けば、この実施例の三角波発
生器は、従来例と全く同様に動作する。

実際、第２の電源端子（１３）から与えられる電圧が一
定であると、Ｑ１６、抵抗器（１２）Ｊ３よびＱ１４を
通して流れる電流が一定となり、Ｑ１５から差動増幅部
に供給する電流と、Ｑ１３に差動増幅部から吸い込む電
流とはほぼ等しい一定の値となる。さらに、この電流値
をｌとすると、既述の（１）式および（２）式も同様に
成り立つ。

また、上記電流値ｉは、３４２の電源端子（１３）の端
子電圧なＶｄｄ、抵抗器（１２）の抵抗値をｒｌとする
と、通常、Ｑ１６ｊ３よびＱ１４での電圧降下けＶｄｄ
に比べ十分に小さいから、 ｉ−Ｖｄｄ／ｒｌ と表わすことができ、この関係ｉｔ　Ｖ　ｄ　ｄが変化
する場合にも成り立つ。

したがって、（１）式の下側スレッショルド電圧ＶＬは
、 ＶＬ＝（Ｖｃｃ／２） −Ｖｄｄ−ｒ／　（２−ｒ　１　）　””（４）となり
、また、（２）式の上側スレッシ暮ルド電圧ｖＵ鎗、 ＶＵ＝（Ｖｃｃ／２） ＋Ｖｄｄ−ｒ／　（２−ｒ　１　）　・・・・＝（Ｓ）
となる。

コンデンサ（１）の端子電圧として与えられる三角波出
力は従来例と同様に、上記下側スレッショルド電圧ＶＬ
を下限とし、下側スレッショルド電圧ｖＵを上限とする
三角波として与えられるから、出力三角波の振幅　ＶＬ
諧（ｖｕ−ｖｔ、）は、はぼ Ｖｔ＝Ｖｄｄ−ｒ／ｒ１ となり、第２の電源端子（１３）の端子電圧Ｖｄｄに比
例することとなる、　　　 したがって、上記実施例では、（４）式わよび（５）式
から明らかなように、出力三角波は第４図（ａ）に示す
ようなＶｄｄの変化にともない、第４図（ｂ）に示すよ
うに、その振幅が上下対称に変化するものとなり、増幅
器の出力段が第５図で示すようなりＴＬ構成である場合
に適する。

′ｓ２図はこの発明の他の実施例による三角波発生器の
回路図であり、この実施例と３４１図で示す実施例との
相違点は、電圧比較手段（６）　に含まれる第１の電圧
比較回路（１０）への正帰還用抵抗器Ｒ５、Ｒ６のうち
、一方の抵抗器Ｒ５が′ｉ４１の電源端子（！ｌ）に接
続されていて、正帰還が第２の電圧比較回路（１１）の
出力からのみかかることである。

したがって、上記の点を除けば、この実施例の三角波発
生器の構成および動作は上記実施例の構成島よび動作と
全く同一であるため、該当部分に同一の符号を付して、
それらの詳しい説明を省略する。

この実施例の動作上の相違点について述べると、電圧比
較手段（６）が第１の安定状態にあり、Ｑ４がオフの場
合のスレッショルド電圧ＶＬが、単に Ｖ　Ｌ　Ｗ　Ｖ　ｃ　ｃ　／　２ となることであり、第２の安定状態、すなわち、Ｑ４が
オンの場合のスレッショルド電圧ｖｕは、上記の実施例
と同様に、 Ｖυ＝　（Ｖ　ｃ　ｃ　／　２　） ＋ｖｄｄ−ｒ／（２・ｒｌ） となる。

それゆえに、コンデンサ（１）の端子電圧として与えら
れる三角波出力は、上記実施例と同様に、ＶＬを下限と
し、ｖｕを上限とする三角波として与えられるから、出
力三角波の振幅Ｖｔ−（ＶＵ−ＶＬ）は、ぼぼ Ｖｔ−Ｖｄｄ　−ｒ／（２−ｒｌ） となり、第２の電源端子（１３）の端子電圧Ｖｄｄに比
例することとなる。

ただし、この実施例の場合、ＶＬが上記のとおりほぼ一
定となるから、出力三角波は第４図（Ｃ）に示すように
、Ｖｄｄの変化にともない、その振幅の上側のみが変化
するものとなる。

したがって、この実施例による三角波発生器は、第６図
で示すように、増幅器の出力段がＳＥＰＰ構成である場
合に適する。

ところで、第１図に示す実施例−と第２図で示す実施例
の相違は既述のとおり、電圧比較手段（６）に含まれる
正帰還用抵抗器の接続の違いのみであるから、例えば、
この発明に係る三角波発生器をＩＣ化する場合、上記の
帰還用抵抗器の端子、電圧比較回路の出力端子および第
１の電源端子をＩＣビンとして外部に出しておき、必要
に応じ接続変更できるようにしておくことで、このＩＣ
が使用されるＰＷＭアンプの出力段構成に容易に適合し
得るようにすることがで台る。

以上説明した両実施例による三角波発生器にあっては、
三角波の出力振幅に反比例して周波数が変化する。

これは、上記両実施例において、コンデンサ（１）に対
する充・放電電流を一定としているために、三角波の上
昇・下降の傾斜が出力の振幅にかかわらず一定となり、
出力振幅が増大すると、これに比例して三角波の周期が
のび、また、出力振幅が減少すると、これに比例して周
期が縮まるためである。

このように三角波周波数がＰＷＭアンプ出力段の電源変
動により変化すると、ＰＷＭアンプ出力でのキャリア成
分およびその高調波成分が除去しにくくなり、ラジオ受
信機など他の機器へ妨害を与える可能性がある。

第３図鎗この発明のもう１つの実施例による三角波発生
器の回路図であり、上記した各実施例における問題を解
消するものである。

この実施例と第１図で示す実施例との相違点は、第１の
定電流源（コ）　と第２の定電流源（５）の電源が第１
の電源端子（９）からではなく、第２の電源端子（１３
）から与えられることのみであり、その他の構成は第１
図と同一であるため、該当部分に同一の符号を付して、
それらの詳しい説明を省略する。

したがって、この実施例において、第１の定電流源（３
）のＱ８と第２の定電流源（５）のＱ１２を通して流れ
る電流１１は、第２の電源端子電圧なＶｄｄ、抵抗器（
１）の抵抗値ｒ２とするとき、通常、Ｑ８ＪｉＳよびＱ
１２での電圧降下はＶｄｄに比べ十分に小さいから、 ｉ　　１　　＝　Ｖ　ｄ　ｄ　／　ｒ　２となる。

３４１の定電流源（３）から供給される電流および第２
の定電流源（５）　に吸い込まれる電流はカレントミラ
ーの性質により、はぼ１１に等しくなり、Ｖｄｄにほぼ
比例することとなる。

そのため、この実施例では第２の電源端子電圧Ｖｄｄが
増加し、これに比例して三角波振幅が増大すると、同時
に第１の定電流源（３）および′ｓ２の定電流源（５）
の電流値もＶｄｄに比例して増加し、三角波の傾斜がＶ
ｄｄに比例して急となるから、三角波の周期は一定に保
たれる。

Ｖｄｄが減少するときも、同様に三角波振幅の減少にほ
ぼ比例して三角波の傾斜がゆるやかとなるため、三角波
の周期けやはり一定に保たれることとなる。

以上、この実施例は、第１図および第２図に示す実施例
の有する問題点を一部回路の接続変更という簡易な手段
により有効に解消し得ることとなる。

なお、上記各実施例で示した三角波発生器をＰＷＭアン
プに使用する場合の態様について簡単に説明する。

第５図はーバランスド・トランスフォーマレス（ＢＴＬ
）構成のＰＷＭアンプを示すブロック図であり、同図に
おいて、（２０）は第４図（ａ）で示すようなアナログ
信号（Ｓｃ）の入力端子、（２１）は上記第１図で示す
構成の三角波発生器で、第４図（ｂ）で示すように、振
幅が上下対称に変化する三角波電圧信号（Ｓｓ）を供給
する、　（２２）ｉｆ電圧比較器で、上記両信号（Ｓｃ
）　、　（Ｓｓ）の電圧レベルが比較され、Ｓｃ＞Ｓｓ
のとき八イレベルとし、Ｓｃ＜Ｓｓのときローレベルと
して、上記人力アナログ信号（Ｓｃ）の振幅変化に対応
したパルス幅変調信号（５１）が得られる。

（コ３）は駆動回路で、この駆動回路（３３）は負荷（
３１）にし　Ｐ　Ｆ　Ｃ１Ｂ）　、　（３０）を通じて
電流を供給するものであり、共通接続されたベースにド
ライバ（２３）を介して上記パルス幅変調信号（５１）
が供給される一対のｐおよびｎチャンネルのＭＯＳＦＥ
Ｔ）ランジスタ（２５）　、　（２８）と、共通接続さ
れたベースに反転ドライバ（２４）を介して上記パルス
幅変調信号（５１）のハイレベルとローレベルとを反転
したパルス幅変調信号（Ｓ２）が供給される一対のｐお
よびｎチャンネルのＭＯＳ　　ＦＥＴ）ランジスタ（２
７）　、　（２８）とから構成される装置上記一対のＭ
ＯＳ　　ＦＥＴトランジスタ（２５）。

Ｃ２６）および（２７）　，　（２ｇ）はそれぞれソー
スが共通接続されており、Ｄ級増幅器電源端子（３２）
と接地電位点との間に並列に配設されており、各ゲート
の接続点（Ｐｉ）と（Ｐ２）との間に上記負荷（３ｌ）
が接続されている。

第６図はシングルエンデド・プッシュブル（ＳＥＰＰ）
構成のＰＷＭアンプを示すブロック図であり、同図社お
いて、第５図の構成と相違する点は、三角波発生器（２
１）として第２図で示す構成のものを用いて、第４図（
ｅ）に示すように、振幅が上側にのみ変化する三角波電
圧信号（Ｓｅｔ）を供給すｉようじしたことと、Ｓｃ＞
　Ｓｅｌのときハイレベルとし、Ｓｃ＜Ｓｅｌのときロ
ーレベルとするパルス幅変調信号（Ｓｌ）のみを一対の
ＭＯＳＦＥＴ）ランジスタ（２５）　、　（２６）から
なる駆動回路（３３）に供給し、コンデンサ（３４）を
介して負荷（３１）に電流を供給するようにしたことの
２点であり、その他の構成は第５図と同一のため、該当
部分に同一の符号を付して、それらの詳しい説明を省略
する。

また、この発明に係る三角波発生器は、とくに、ＰＷＭ
アンプのＰＷＭ変調器に好適に使用することができるが
、それ以外に、たとえばＤＣ−ＡＣインバータなどにも
適用することが可能である。

【発明の効果Ｊ 以上のように、この発明によれば、ＰＷＭアンプのＰＷ
Ｍ変調器に使用する場合、ＰＷＭアンプの出力段の電源
変動による出力変動をＰＷＭ変調度の変化により有効に
補償することができるという効果を臭する．それゆえに
、ＰＷＭアンプの電源を安定化する必要がなくなるため
、電源安定化回路での電力損失がなくなり、ＰＷＭアン
プの高効率という特長を十分に生かすことができる。

【図面の簡単な説明】

３１１１図けこの発明の一実施例虹よる三角波発生器の
回路図，第２図はこの発明の他の実施例による三角波発
生器の回路図、第３図はこの発明のもう１つの実施例に
よる三角波発生器の回路図、第４図はこの発明に係る三
角波発生器による三角波出力波形を示す説明図、第５図
けこの発明の三角波発生器を適用したバランスド・トラ
ンスフォーマレス構成のＰＷＭアンプを示すブロック図
、第６図は．この発明の三角波発生器を適用したシング
ルエンデド・ブッシェブル構成のＰＷＭアンプを示すブ
ロック図、第７図は従来の三角波発生器の回路図，第８
図は従来例の電圧比較手段の動作を示す説明図、第９図
は従来例の各部波形を示す説明図である。 （１）−・・コンデンサ、（２）　−・・第１のスイッ
チ手段、（３）−・・第１の定電流源，（４）　−・・
第２のスイッチ手段、（Ｓ）−・・第２の定電流源、（
６）　−・・電圧比較手段、（７）、（１２）−・・抵
抗器、（８）−・・分圧回路、（９）−ｍｔの電源端子
、（１０）−・・第１の電圧比較回路、（１１）−・一
第２の電圧比較回路、（１３）−・・第２の電源端子，
　（１４）−・・第３の定電流源、（１５）−・一第４
の定電流源。 なお、図中の同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１の定電流源と、この第１の定電流源に直列に
   接続される第１のスイッチ手段と、この第１のスイッチ
   手段に直列に接続される第２のスイッチ手段と、この第
   ２のスイッチ手段に直列に接続され上記第１の定電流源
   ととほぼ同じ値の電流を吸い込む第２の定電流源と、上
   記第１および第２のスイッチ手段の接続点と基準電位点
   との間に接続されたコンデンサと、その入出力特性にヒ
   ステリシスを有し上記コンデンサの端子電圧を監視する
   電圧比較手段と、上記第１の定電流源および上記電圧比
   較手段とに接続される第１の電源端子と、上記電圧比較
   手段に接続される第２の電源端子とを備え、上記電圧比
   較手段のヒステリシス電圧幅が実質的に上記第２の電源
   端子電圧に比例するように構成されているとともに、上
   記電圧比較手段の出力に応じて上記第１のスイッチ手段
   および第２のスイッチ手段のいずれか一方を選択的に活
   性化させるように構成され、かつ、上記コンデンサの端
   子電圧を三角波信号として出力するように構成したこと
   を特徴とする三角波発生器。