JPH03150908A - 直流結合トランスインピーダンス型増幅器 - Google Patents
直流結合トランスインピーダンス型増幅器Info
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- JPH03150908A JPH03150908A JP2275107A JP27510790A JPH03150908A JP H03150908 A JPH03150908 A JP H03150908A JP 2275107 A JP2275107 A JP 2275107A JP 27510790 A JP27510790 A JP 27510790A JP H03150908 A JPH03150908 A JP H03150908A
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- pair
- series
- transistors
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3069—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
- H03F3/3076—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with symmetrical driving of the end stage
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用骨！ｉ！Ｐ］
本発明はＩＣ増幅器に関する。特に電流帰還を有する一
連のステージを含むトランスインピーダンス型の増幅器
に関する。
連のステージを含むトランスインピーダンス型の増幅器
に関する。
［従来の技術］
トランスインピーダンス型のＩＣ増幅器は、高いループ
利得と共に直流および交流の精度を達成するために電流
帰還を使用している。
利得と共に直流および交流の精度を達成するために電流
帰還を使用している。
かかる増幅器は安定度を確保するために、通常、いわゆ
る「折返しカスケード」型のステージを含む一連の直流
結合増幅器ステージから成る。
る「折返しカスケード」型のステージを含む一連の直流
結合増幅器ステージから成る。
［発明が解決しようとする問題点コ
しかしながら、従来の直流結合増幅器は重大な欠点、特
に望ましくない高周波歪と大信号に対する低い帯域幅と
をもっている。そのような従来の増幅器はその他の観点
からも、回路構成要素に対する最近の精度の要求を満た
すために改良かもとめられている。
に望ましくない高周波歪と大信号に対する低い帯域幅と
をもっている。そのような従来の増幅器はその他の観点
からも、回路構成要素に対する最近の精度の要求を満た
すために改良かもとめられている。
［問題点を解決するための手段］
本発明によれば、全体的な電流帰還を有する一連の直流
結合ステージから成るトランスインピーダンス型の増幅
器が提供される。高い利得は電流利得をもたらすために
トランスコンダクタンス増幅器として構成された交叉結
合クヮド（２組のトランジスタ対）を使用することによ
って得られる。この利得ステージは、他の場合なら出力
ステージの非直線性に起因して起るであろう歪を減少さ
せる。この交叉結合ステージへの入力信号は一つの低イ
ンピーダンスのバイアス発生回路を通って前のステージ
から供給され、該バイアス発生回路は、基本的にはゼロ
差出モードの利得をもたらすことによって、両方の前記
ステージに対して適正な値の不変の直流電圧と直流電流
とを供給し、それによって例えばベース電流の不整合効
果を最少にする。前記バイアス発生回路に作用する信号
電圧は共通モードであるために該バイアス発生回路を通
る交流信号電流は無視し得る程度であるから、交流利得
は高い値に保たれる。
結合ステージから成るトランスインピーダンス型の増幅
器が提供される。高い利得は電流利得をもたらすために
トランスコンダクタンス増幅器として構成された交叉結
合クヮド（２組のトランジスタ対）を使用することによ
って得られる。この利得ステージは、他の場合なら出力
ステージの非直線性に起因して起るであろう歪を減少さ
せる。この交叉結合ステージへの入力信号は一つの低イ
ンピーダンスのバイアス発生回路を通って前のステージ
から供給され、該バイアス発生回路は、基本的にはゼロ
差出モードの利得をもたらすことによって、両方の前記
ステージに対して適正な値の不変の直流電圧と直流電流
とを供給し、それによって例えばベース電流の不整合効
果を最少にする。前記バイアス発生回路に作用する信号
電圧は共通モードであるために該バイアス発生回路を通
る交流信号電流は無視し得る程度であるから、交流利得
は高い値に保たれる。
本発明のその他の目的、および利点については、同面に
関して以下に詳細に述べる記載により、明らかになろう
。
関して以下に詳細に述べる記載により、明らかになろう
。
［実施例コ
先ず第１回において、この増幅器は３つの平衡対称型相
補的ステージＡＩ、Ａ２． およびＡ３と、これに続
いて負荷Ｒ−こ出力電圧信号を供給する第４の相補的出
力（バッフＴ）ステージＡ４とを含んでいる。非反転入
力端子１０が相補的な入力トランジスタＱ３１とＱ３２
に対するバイアス電圧を提供する一対のダイオードの間
の共通接続点に接続される。
補的ステージＡＩ、Ａ２． およびＡ３と、これに続
いて負荷Ｒ−こ出力電圧信号を供給する第４の相補的出
力（バッフＴ）ステージＡ４とを含んでいる。非反転入
力端子１０が相補的な入力トランジスタＱ３１とＱ３２
に対するバイアス電圧を提供する一対のダイオードの間
の共通接続点に接続される。
反転入力端子１２がこれらのトランジスタのエミッタを
接続する共通接続部に接続され、この接続部は出力端子
１４との間に接続されている（外部）帰還抵抗器Ｒ，（
例えば３００゜ＩＫ又は２にオーム）を通して帰還回流
を受ける。この増幅器は非反転入力端子を接地すること
によって反転モードで動作することも出来るし、反転入
力端子を接地することによって非反転モードで働作する
ことも出来る。
接続する共通接続部に接続され、この接続部は出力端子
１４との間に接続されている（外部）帰還抵抗器Ｒ，（
例えば３００゜ＩＫ又は２にオーム）を通して帰還回流
を受ける。この増幅器は非反転入力端子を接地すること
によって反転モードで動作することも出来るし、反転入
力端子を接地することによって非反転モードで働作する
ことも出来る。
この人力ステージは低い入力インピーダンスをもってい
る。
る。
次に第２図においても、全体回路は、図面の上部にマス
タＩバイアス２０． Ｉ／ｌ’Ｈｌスｆ−ジ２２（第
１回のＡ１）、Ｖ／Ｉ／Ｖ積分回路ステージ２４（第１
図のＡ２およびＡ３）、および出力ステージ２６（第１
回のＡ４）というように表示されている４つの主要なセ
クションを含んでいる。マスタ■バイアス発生器は増幅
器ステージＡ１とＡ２とに対して電流ミラーを通って等
しくて反対符号の基準バイアス電流を提供する。Ｉ／Ｖ
利得ステージは反転モードで働作する時は、電流−電圧
（）ランスインピーダンス）共通ベースステージであり
、非反転モードで働作する時は電圧−電圧の機能を果す
。Ｖ／Ｉ／Ｖ利得ステージは電圧−電圧の利得機能を果
すもので、このステージは要求される全体利得（電流−
電圧）を得るために必要な第２レベルの増幅を担当する
。出力ステージすなわちバッファは大きな容量的および
抵抗的な負荷またはいずれか一方を励振するのに必要な
電流増幅を行う。
タＩバイアス２０． Ｉ／ｌ’Ｈｌスｆ−ジ２２（第
１回のＡ１）、Ｖ／Ｉ／Ｖ積分回路ステージ２４（第１
図のＡ２およびＡ３）、および出力ステージ２６（第１
回のＡ４）というように表示されている４つの主要なセ
クションを含んでいる。マスタ■バイアス発生器は増幅
器ステージＡ１とＡ２とに対して電流ミラーを通って等
しくて反対符号の基準バイアス電流を提供する。Ｉ／Ｖ
利得ステージは反転モードで働作する時は、電流−電圧
（）ランスインピーダンス）共通ベースステージであり
、非反転モードで働作する時は電圧−電圧の機能を果す
。Ｖ／Ｉ／Ｖ利得ステージは電圧−電圧の利得機能を果
すもので、このステージは要求される全体利得（電流−
電圧）を得るために必要な第２レベルの増幅を担当する
。出力ステージすなわちバッファは大きな容量的および
抵抗的な負荷またはいずれか一方を励振するのに必要な
電流増幅を行う。
利得ステージＡＩ、Ａ２．Ａ３は交流信号路にある、導
値で逆符号の相補的なＮＰＮおよびＰＮＰ ）ランジス
タを使ってプッシュプルの差動構成になるように対称的
に配置されている。かかる構成によって全ＮＰＮ構成で
得られるよりも高い出力スルー電圧と、高い利得とを、
より少い直流電流バイアスの下で実現することができる
。
値で逆符号の相補的なＮＰＮおよびＰＮＰ ）ランジス
タを使ってプッシュプルの差動構成になるように対称的
に配置されている。かかる構成によって全ＮＰＮ構成で
得られるよりも高い出力スルー電圧と、高い利得とを、
より少い直流電流バイアスの下で実現することができる
。
増幅器が反転モードで働作し、入力信号が端子１２に入
ると仮定すると、入力の誤差電流はトランジスタＱ３１
と０３２とに分割され、トランジスタＱ３１をオフにし
、トランジスタＱ３２をオンにする。このことはトラン
ジスタＱ３１のコレクタの電圧を上げ、更にこれに対応
してトランジスタＱ３２のコレクタの電圧も上げる。す
なわち、交流信号がトランジスタＱ３１．Ｑ３２の出力
（コレクタ）に共通モードの信号として出てくる。
ると仮定すると、入力の誤差電流はトランジスタＱ３１
と０３２とに分割され、トランジスタＱ３１をオフにし
、トランジスタＱ３２をオンにする。このことはトラン
ジスタＱ３１のコレクタの電圧を上げ、更にこれに対応
してトランジスタＱ３２のコレクタの電圧も上げる。す
なわち、交流信号がトランジスタＱ３１．Ｑ３２の出力
（コレクタ）に共通モードの信号として出てくる。
トランジスタＱ３１．Ｑ３２のコレクタは直列に接続さ
れたダイオードＱ３４．Ｑ３５゜Ｑ３８．Ｑ３７と抵抗
器Ｒ２４，Ｒ２５とを含むバイアス発生回路３０のそれ
ぞれの端に接続される。ダイオードＱ３４．Ｑ３５の中
間接続点はトランジスタＱ３８のベースニＦｌ続され、
ダイオードＱ３Ｅｉ、Ｑ３７の中間接続点はトランジス
タＱ３９のベースに接続すれる。これに対応してトラン
ジスタＱ４１゜Ｑ４２のベースは、共通接続点を接地さ
せた２つのダイオードＱ４４．Ｑ４５によって制御され
る。トランジスタＱ３８．Ｑ３９は交叉結合トランジス
タークワド３２の一方のトランジスタ対を形成し、トラ
ンジスタＱ４１゜Ｑ４２は他方の対を形成する。このク
ワド構成は基本的に２つの差動トランスコンダクタンス
増幅器Ｑ３８．Ｑ４１およびＱ３９．Ｑ４２を形成する
。
れたダイオードＱ３４．Ｑ３５゜Ｑ３８．Ｑ３７と抵抗
器Ｒ２４，Ｒ２５とを含むバイアス発生回路３０のそれ
ぞれの端に接続される。ダイオードＱ３４．Ｑ３５の中
間接続点はトランジスタＱ３８のベースニＦｌ続され、
ダイオードＱ３Ｅｉ、Ｑ３７の中間接続点はトランジス
タＱ３９のベースに接続すれる。これに対応してトラン
ジスタＱ４１゜Ｑ４２のベースは、共通接続点を接地さ
せた２つのダイオードＱ４４．Ｑ４５によって制御され
る。トランジスタＱ３８．Ｑ３９は交叉結合トランジス
タークワド３２の一方のトランジスタ対を形成し、トラ
ンジスタＱ４１゜Ｑ４２は他方の対を形成する。このク
ワド構成は基本的に２つの差動トランスコンダクタンス
増幅器Ｑ３８．Ｑ４１およびＱ３９．Ｑ４２を形成する
。
バイアス発生回路３０のインピーダンスはトランジスタ
Ｑ３１．Ｑ３２のコレクタにおける出力インピーダンス
又はトランジスタ対Ｑ３８．Ｑ３９の入力インピーダン
スと比較して極めて低い。例えばバイアス発生回路３０
の直列インピーダンスは約２８０オームである。トラン
ジスタＱ３１．Ｑ３２の出力インピーダンスおよびトラ
ンジスタ０３８．Ｑ３９の入力インピーダンスは少くと
も２桁大きくあるべきで、実際には３桁程度大きい値と
なるであろう。こうしてバイアス発生回路は殆ど短絡さ
れているように見え、実際上あたかも単に電池であるか
のように見える。しかしながら前のステージの出力Ｑ３
１．Ｑ３２のコレクタにおける交流信号は共通モードで
あるから、交流信号はこの低インピーダンス通路によっ
て吸収されてしまうことはなく、全体としての交流利得
は高くなる。
Ｑ３１．Ｑ３２のコレクタにおける出力インピーダンス
又はトランジスタ対Ｑ３８．Ｑ３９の入力インピーダン
スと比較して極めて低い。例えばバイアス発生回路３０
の直列インピーダンスは約２８０オームである。トラン
ジスタＱ３１．Ｑ３２の出力インピーダンスおよびトラ
ンジスタ０３８．Ｑ３９の入力インピーダンスは少くと
も２桁大きくあるべきで、実際には３桁程度大きい値と
なるであろう。こうしてバイアス発生回路は殆ど短絡さ
れているように見え、実際上あたかも単に電池であるか
のように見える。しかしながら前のステージの出力Ｑ３
１．Ｑ３２のコレクタにおける交流信号は共通モードで
あるから、交流信号はこの低インピーダンス通路によっ
て吸収されてしまうことはなく、全体としての交流利得
は高くなる。
バイアス発生回路３０によって、本質的にゼロ差動モー
ド利得のために、トランジスタＱ３１．Ｑ３２の増幅器
ステージとこれに続くトランジスタＱ３８．Ｑ３９の双
方に適正な値の不変の直流電圧と直流電流とが確実に得
られる。直流バイアス電流誤差（ＩＰＮ／ＩＮＮ；
ＩＰＰ／ＩＮＰ）を含むトランジスタＱ３１．Ｑ３２お
よびトランジスタＱ３８゜Ｑ３９またはこれらの一方か
らの、ベータおよびアーリー電圧に起因する如何なるＩ
Ｂ不整合もトランジスタＱ３８／Ｑ４１およびトランジ
スタＱ３９／Ｑ４２の直流コレクタ電流に大きく影響す
ることはない。ダイオードＱ３４．Ｑ３５は非反転即ち
差動モード構成で動作する時、反転入力トランジスタＱ
３１゜Ｑ３２に対して適切なｆ （ｔ）パーフォーマン
スと共通モード範囲とを保証するためにＶ８−ごレベル
シフトを与える。
ド利得のために、トランジスタＱ３１．Ｑ３２の増幅器
ステージとこれに続くトランジスタＱ３８．Ｑ３９の双
方に適正な値の不変の直流電圧と直流電流とが確実に得
られる。直流バイアス電流誤差（ＩＰＮ／ＩＮＮ；
ＩＰＰ／ＩＮＰ）を含むトランジスタＱ３１．Ｑ３２お
よびトランジスタＱ３８゜Ｑ３９またはこれらの一方か
らの、ベータおよびアーリー電圧に起因する如何なるＩ
Ｂ不整合もトランジスタＱ３８／Ｑ４１およびトランジ
スタＱ３９／Ｑ４２の直流コレクタ電流に大きく影響す
ることはない。ダイオードＱ３４．Ｑ３５は非反転即ち
差動モード構成で動作する時、反転入力トランジスタＱ
３１゜Ｑ３２に対して適切なｆ （ｔ）パーフォーマン
スと共通モード範囲とを保証するためにＶ８−ごレベル
シフトを与える。
増幅器Ａｔ、Ａ２のいくつかのトランジスタが釣合って
いることが有利である。特にＮＰＮ）ランジスタＱ２５
．Ｑ３１．Ｑ３８゜およびＱ４１はＰＮＰ ）ランジス
タＱ２２゜Ｑ３２．Ｑ３９およびＱ４２と同じである。
いることが有利である。特にＮＰＮ）ランジスタＱ２５
．Ｑ３１．Ｑ３８゜およびＱ４１はＰＮＰ ）ランジス
タＱ２２゜Ｑ３２．Ｑ３９およびＱ４２と同じである。
ダイオードＱ２３．Ｑ２４はトランジスタＱ３１、Ｑ３
２とそれぞれ同じエミッタ面積をもつ。ダイオードＱ２
３．Ｑ２４にはマスタエバイアス２０によってセットさ
れる基準電流ＩＲ（２，２ｍＡ）がトランジスタＱ２２
を通して流れる。更にトランジスタＱ３１゜Ｑ３２もダ
イオードＱ２３．Ｑ２４にベース接続されており、それ
ぞれ釣合っているので２．２ｍＡを流す。
２とそれぞれ同じエミッタ面積をもつ。ダイオードＱ２
３．Ｑ２４にはマスタエバイアス２０によってセットさ
れる基準電流ＩＲ（２，２ｍＡ）がトランジスタＱ２２
を通して流れる。更にトランジスタＱ３１゜Ｑ３２もダ
イオードＱ２３．Ｑ２４にベース接続されており、それ
ぞれ釣合っているので２．２ｍＡを流す。
トランジスタＱ３０はトランジスタＱ２２等の標ＱＰＮ
Ｐエリア（ＡＰ）の面積の３／２倍のエミッタ面積をも
ち、トランジスタＱ３３はＱ２５等の標準ＮＰＮエリア
（ＡＮ）の３Ｉ２倍のエミッタ面積をもつ。かくしてト
ランジスタＱ３０．Ｑ３３はＩＲの３Ｉ２倍の電流、即
ち３．３ｍＡを供給する。２゜２ｍＡはトランジスタＱ
３１．Ｑ３２を通ることを強制されるのでバイアス発生
回路３０を通る電流は（１／２）ＩＲ，即ち１．１ｍＡ
となる。
Ｐエリア（ＡＰ）の面積の３／２倍のエミッタ面積をも
ち、トランジスタＱ３３はＱ２５等の標準ＮＰＮエリア
（ＡＮ）の３Ｉ２倍のエミッタ面積をもつ。かくしてト
ランジスタＱ３０．Ｑ３３はＩＲの３Ｉ２倍の電流、即
ち３．３ｍＡを供給する。２゜２ｍＡはトランジスタＱ
３１．Ｑ３２を通ることを強制されるのでバイアス発生
回路３０を通る電流は（１／２）ＩＲ，即ち１．１ｍＡ
となる。
ダイオードＱ３４．Ｑ３５はトランジスタＱ３８の半分
の大きさであり、ダイオードＱ３Ｂ、Ｑ３７はトランジ
スタＱ３９の半分の大きさである。ダイオードＱ４４．
Ｑ４５はそれぞれダイオードＱ３５．Ｑ３Ｂと釣合って
いる。トランジスタ０３８．Ｑ３９のエミッタ抵抗器Ｒ
２８，Ｒ２７は抵抗器Ｒ２４゜Ｒ２５の半分の抵抗値を
もっている。これらの関係からトランジスタＱ３８とＱ
３９およびＱ４１．Ｑ４２を通る電流は、トランジスタ
Ｑ３ＬＱ３２およびダイオードＱ２３゜Ｑ２４を通る電
流と同じようにバイアス発生回路３０を通る電流の２倍
、即ち２． ２ｍＡとなることを強制される。
の大きさであり、ダイオードＱ３Ｂ、Ｑ３７はトランジ
スタＱ３９の半分の大きさである。ダイオードＱ４４．
Ｑ４５はそれぞれダイオードＱ３５．Ｑ３Ｂと釣合って
いる。トランジスタ０３８．Ｑ３９のエミッタ抵抗器Ｒ
２８，Ｒ２７は抵抗器Ｒ２４゜Ｒ２５の半分の抵抗値を
もっている。これらの関係からトランジスタＱ３８とＱ
３９およびＱ４１．Ｑ４２を通る電流は、トランジスタ
Ｑ３ＬＱ３２およびダイオードＱ２３゜Ｑ２４を通る電
流と同じようにバイアス発生回路３０を通る電流の２倍
、即ち２． ２ｍＡとなることを強制される。
直流電流の精度はトランジスタ対Ｑ３１／Ｑ３８および
Ｑ３２／３９とダイオードＱ２３／Ｑ２４と同じコレク
タ電流で働かせることによって保証される。トランジス
タＱ３１゜Ｑ３２が等しくて、低いＶｃＥ電圧をもつこ
とによって直流電圧の確度も得られる。
Ｑ３２／３９とダイオードＱ２３／Ｑ２４と同じコレク
タ電流で働かせることによって保証される。トランジス
タＱ３１゜Ｑ３２が等しくて、低いＶｃＥ電圧をもつこ
とによって直流電圧の確度も得られる。
更に詳細に述べると、バイアス発生回路３０に入る電流
は（ＩＳＰ）＝ （１／２）ＩＲ−ＩＢＰ−２ＩＢＮ（
ここでＩＢＰはＩＲを流ス標準のＰＮＰ）ランジスタの
ベース電流であり、ＩＢＭはＩＲを流す標準のＮＰＮＩ
−ランジスタのベース電流であることが分るであろう。
は（ＩＳＰ）＝ （１／２）ＩＲ−ＩＢＰ−２ＩＢＮ（
ここでＩＢＰはＩＲを流ス標準のＰＮＰ）ランジスタの
ベース電流であり、ＩＢＭはＩＲを流す標準のＮＰＮＩ
−ランジスタのベース電流であることが分るであろう。
）同様にして、バイアス発生回路を出る電流は（ＩＮＳ
）＝ （１／２）ＩＲ−２Ｉ ＢＰ−Ｉ ＢＮである。
）＝ （１／２）ＩＲ−２Ｉ ＢＰ−Ｉ ＢＮである。
トランジスタＱ３１のコレクタ電流は（１，５ＩＲ−Ｉ
ＳＰ）＝ＩＲ−ＩＢＰ−２ＩＢＮとなり、そのエミッタ
電流はＩＲ−ＩＢＰ−ＩＢＮとなる。同様にトランジス
タＱ３２のコレクタ電流は（１゜５ＩＲ−ＩＳＮ）＝Ｉ
Ｒ−２ＩＢＰ−ＩＢＮとなり、そのエミッタ電流はＩＲ
−ＩＢＰ−ＩＢＮとなる。これからトランジスタＱ３１
゜Ｑ３２の直流エミッタ電流は、交叉結合クヮド トラ
ンスコンダクタンス増幅器３２を励振するために使われ
る場合に等しくなり、従って反転入カポインド（両方の
エミッタの接続点）には入力バイアス電流は（第一次的
に）流れないことが注目される。
ＳＰ）＝ＩＲ−ＩＢＰ−２ＩＢＮとなり、そのエミッタ
電流はＩＲ−ＩＢＰ−ＩＢＮとなる。同様にトランジス
タＱ３２のコレクタ電流は（１゜５ＩＲ−ＩＳＮ）＝Ｉ
Ｒ−２ＩＢＰ−ＩＢＮとなり、そのエミッタ電流はＩＲ
−ＩＢＰ−ＩＢＮとなる。これからトランジスタＱ３１
゜Ｑ３２の直流エミッタ電流は、交叉結合クヮド トラ
ンスコンダクタンス増幅器３２を励振するために使われ
る場合に等しくなり、従って反転入カポインド（両方の
エミッタの接続点）には入力バイアス電流は（第一次的
に）流れないことが注目される。
ダイオードＱ２３を通る電流は（トランジスタＱ２２か
らの電流がＩＰＰ＝ＩＲ−ＩＢＰであることに注目する
と）ＩＲ−ＩＢＰ−ＩＢＭであることが分る。同様に、
ダイオードＱ２４を通る電流も亦ＩＲ−ＩＢＰ−ＩＢＮ
となる。かくして、再び第一次的にいって、非反転入カ
ポインドには入力バイアス電流が流れないということが
言える。
らの電流がＩＰＰ＝ＩＲ−ＩＢＰであることに注目する
と）ＩＲ−ＩＢＰ−ＩＢＭであることが分る。同様に、
ダイオードＱ２４を通る電流も亦ＩＲ−ＩＢＰ−ＩＢＮ
となる。かくして、再び第一次的にいって、非反転入カ
ポインドには入力バイアス電流が流れないということが
言える。
上述の構成について、反転入力１２における信号によっ
て生じるトランジスタＱ３１とＱ３２のコレクタ電圧の
増加はトランジスタＱ３８．Ｑ３９のベースに移され、
これらのトランジスタを通る電流の流れと、更にもう一
つのトランジスタ対Ｑ４１．Ｑ４２を通る電流を変化さ
せる。詳しくいうとトランジスタＱ３８（およびトラン
ジスタＱ４２）を流れる電流は増加し、トランジスタＱ
３９（およびトランジスタＱ４１）を通る電流は減少す
る。これらの電流の変化はトランジスタＱ５４、Ｑ５５
のエミッタ電流に反映され、前者を減少させ、後者を増
加させる。これはトランジスタＱ５４．Ｑ５５のベース
は基準電圧（＋３．ＩＶと−３，１ｖと）に接続されて
いるため、抵抗器Ｒ３６（および抵抗器Ｒ３７）を流れ
る電流は相対的に固定されているからであり、更にこれ
らのトランジスタのエミッタのノードは抵抗器Ｒ３Ｂ、
Ｒ３７に比べて低インピーダンスなのでトランジスタＱ
４１．Ｑ４２を通る電流の変化はトランジスタＱ５４．
Ｑ５５を通る電流に対応する変化を生ぜしめるからでも
ある。トランジスタＱ５４とＱ５５を通る電流のこの変
化と共に、これらのトランジスタのコレクタの共通接続
点に生じる電圧も対応して変化し、それによってトラン
ジスタＱ５７．Ｑ５８の共通接続されているベースを励
振する電圧を変化させる。これらのトランジスタのエミ
ッタ電圧出力がこれに対応して同じ量変化し、それによ
って２つの直列に接続されている出力バッフハ トラン
ジスタＱ６２．Ｑ６３への励振を変化させる。それらの
トランジスタの出力（エミッタ）は同じ量だけ変化し、
出力電圧を減少させる。
て生じるトランジスタＱ３１とＱ３２のコレクタ電圧の
増加はトランジスタＱ３８．Ｑ３９のベースに移され、
これらのトランジスタを通る電流の流れと、更にもう一
つのトランジスタ対Ｑ４１．Ｑ４２を通る電流を変化さ
せる。詳しくいうとトランジスタＱ３８（およびトラン
ジスタＱ４２）を流れる電流は増加し、トランジスタＱ
３９（およびトランジスタＱ４１）を通る電流は減少す
る。これらの電流の変化はトランジスタＱ５４、Ｑ５５
のエミッタ電流に反映され、前者を減少させ、後者を増
加させる。これはトランジスタＱ５４．Ｑ５５のベース
は基準電圧（＋３．ＩＶと−３，１ｖと）に接続されて
いるため、抵抗器Ｒ３６（および抵抗器Ｒ３７）を流れ
る電流は相対的に固定されているからであり、更にこれ
らのトランジスタのエミッタのノードは抵抗器Ｒ３Ｂ、
Ｒ３７に比べて低インピーダンスなのでトランジスタＱ
４１．Ｑ４２を通る電流の変化はトランジスタＱ５４．
Ｑ５５を通る電流に対応する変化を生ぜしめるからでも
ある。トランジスタＱ５４とＱ５５を通る電流のこの変
化と共に、これらのトランジスタのコレクタの共通接続
点に生じる電圧も対応して変化し、それによってトラン
ジスタＱ５７．Ｑ５８の共通接続されているベースを励
振する電圧を変化させる。これらのトランジスタのエミ
ッタ電圧出力がこれに対応して同じ量変化し、それによ
って２つの直列に接続されている出力バッフハ トラン
ジスタＱ６２．Ｑ６３への励振を変化させる。それらの
トランジスタの出力（エミッタ）は同じ量だけ変化し、
出力電圧を減少させる。
交叉結合クヮド回路３２に戻って、第２のトランジスタ
対Ｑ４１．Ｑ４２を通る電流の変化は、それぞれに対応
するダイオード接続されたトランジスタＱ４０．Ｑ４３
によって検知され、それらはそれぞれトランジスタＱ５
Ｂ、Ｑ５９に反映される。これら後者のトランジスタを
通る電流に結果として現れる変化は出力トランジスタＱ
６２．Ｑ６３に供給される信号を増大させる。以上の効
果として第２のクヮドトランジスタ対Ｑ４１．Ｑ４２は
増幅器の利得に追加部分を与えるためにトランジスタＱ
４０．Ｑ４３と協働するとともに、出力トランジスタＱ
５４．Ｑ５５に要求される定在電流および電力を軽減し
、動作の速度と安定度を向上させる。
対Ｑ４１．Ｑ４２を通る電流の変化は、それぞれに対応
するダイオード接続されたトランジスタＱ４０．Ｑ４３
によって検知され、それらはそれぞれトランジスタＱ５
Ｂ、Ｑ５９に反映される。これら後者のトランジスタを
通る電流に結果として現れる変化は出力トランジスタＱ
６２．Ｑ６３に供給される信号を増大させる。以上の効
果として第２のクヮドトランジスタ対Ｑ４１．Ｑ４２は
増幅器の利得に追加部分を与えるためにトランジスタＱ
４０．Ｑ４３と協働するとともに、出力トランジスタＱ
５４．Ｑ５５に要求される定在電流および電力を軽減し
、動作の速度と安定度を向上させる。
本発明の特定の実施例を詳細に記載したが、これは本発
明を説明するためであって、当業者が、ここに要求する
発明に倣って多くの変化を得られることは明らかである
から、本発明の範囲を制限するものと解釈すべきでない
ものと理解されたい。いくつかの場合に、パラメータ値
が与えられあるいは回路同上に示しであるが、これらは
特別の応用例のために選ばれる最終値を必ずしも表すも
のではなく、単に説明を分かり易くするためである。
明を説明するためであって、当業者が、ここに要求する
発明に倣って多くの変化を得られることは明らかである
から、本発明の範囲を制限するものと解釈すべきでない
ものと理解されたい。いくつかの場合に、パラメータ値
が与えられあるいは回路同上に示しであるが、これらは
特別の応用例のために選ばれる最終値を必ずしも表すも
のではなく、単に説明を分かり易くするためである。
ロック図、第２図は本発明による好ましい増幅器の回路
構成を示す詳細な系統図である。
構成を示す詳細な系統図である。
４
０
２
４
Ｌ
Ｆ
Ｑ３１゜
０
２
４
Ａ２゜
３２
Ａ３・・・・・・対称型平衡相補的ステージ
・・・・・・相補的出力（バッファ）
ステージ
・・・・・・非反転入力端子
・・・・・・反転入力端子
・・・・・・出力端子
・・・・・・負荷抵抗
・・・・・・帰還抵抗器
・・・・・・相補的入力トランジスタ
・・・・・・マスターバイアス
・・・・・・Ｉ／Ｖ利得ステージ（第
１図のＡｌ）
・・・・・・Ｖ／Ｉ／Ｖ積分回路ステ
ージ（第１図のＡ２とＡ
３）
６
０
２
・・・・・・出力ステージ（第１図の
Ａ４）
・・・・・・バイアス発生回路（Ｑ３４゜Ｑ３５．
Ｑ３Ｂ、 Ｑ３７． Ｒ２４゜Ｒ２５を含む回路） ・・・・・・交叉結合トランジスタク ワ ド （Ｑ３８． Ｑ３９． Ｑ４
１゜Ｑ４２） 特許出願代理人
Ｑ３Ｂ、 Ｑ３７． Ｒ２４゜Ｒ２５を含む回路） ・・・・・・交叉結合トランジスタク ワ ド （Ｑ３８． Ｑ３９． Ｑ４
１゜Ｑ４２） 特許出願代理人
Claims (3)
- （１）直流精度と、高いループ利得とを得るために電流
帰還回路を有するとともに、連続する一連の平衡対称型
増幅器ステージを含む直流結合トランスインピーダンス
型増幅器において、各々がベースと、一方の同種電極の
対が相互接続されるようになっているエミッタ電極およ
びコレクタ電極とを含む第一の相補的直列接続トランジ
スタ対を有する第一増幅器ステージと、 該第一増幅器ステージに入力信号を与える入力手段と、
前記第一のトランジスタ対の他方の同種電極の対の間に
接続されるとともに複数の直列接続ダイオードを含むバ
イアス発生回路と、 各々がベース、エミッタ、およびコレクタを含む第二の
相補的トランジスタ対を含有する第二増幅器ステージと
、 該第二のトランジスタ対のベースを前記直列接続バイア
ス発生回路のそれぞれの中間点に接続し、もって該ベー
スにバイアス電圧を供給するとともに該ベースに前記第
一のトランジスタ対の前記他方の同種電極の対から、信
号を供給するようになっている接続回路と、前記第二の
トランジスタ対に接続されるとともに該トランジスタ対
から出力をうけとり、かつ出力信号を発生させるように
なっている出力回路とを含有する直流結合トランスイン
ピーダンス型増幅器。 - （２）直流精度と、高いループ利得とを得るために電流
帰還回路を有するとともに連続する一連の平衡対称型増
幅器ステージを含む直流結合トランスインピーダンス型
増幅器において、各々がベースと、一方の同種電極の対
が相互接続されるようになっているエミッタ電極および
コレクタ電極とを含む第一の相補的直列接続トランジス
タ対を有する第一増幅器ステージと、 該第一の増幅器ステージに入力信号を与えるように前記
第一のトランジスタ対に結合された入力手段と、 各々がベース、エミッタおよびコレクタを含む第二およ
び第三の相補的トランジスタ対を含有するとともに、該
第二および第三のトランジスタ対が、該第二のトランジ
スタ対の一方のトランジスタが該第三のトランジスタ対
の相補的トランジスタに直列に、該第二のトランジスタ
対の他方のトランジスタが該第三のトランジスタ対の他
方のトランジスタに直列になるように、交叉結合された
第二増幅器ステージと、 該第二のトランジスタ対のベースを前記第一のトランジ
スタ対の他方の同種電極の対に接続し、もって励振させ
る回路手段と、 該第二のトランジスタ対に結合されて該トランジスタ対
から出力を受けるようになっている第三増幅器ステージ
と、 該第三増幅器ステージに結合されて出力信号を発生させ
るようになっている出力回路とを含有する直流結合トラ
ンスインピーダンス型増幅器。 - （３）直流精度と高いループ利得とを得るために電流帰
還回路を有するとともに連続する平衡対称型増幅器ステ
ージを含む直流結合トランスインピーダンス型増幅器に
おいて、 各々がベースと、相互接続されるようになっているエミ
ッタと、コレクタとを含む第一の相補的直列接続トラン
ジスタ対を有する第一増幅器ステージと、 該ベースのためのバイアス設定回路手段と、入力信号を
該第一増幅器ステージに与えるように前記第一のトラン
ジスタ対のエミッタの相互接続点と、該バイアス設定回
路手段とにそれぞれ結合された第一および第二の入力手
段と、 前記第一のトランジスタ対の両方のコレクタ間に接続さ
れるとともに複数の直列接続ダイオードを含むバイアス
発生回路と、 各々がベース、エミッタおよびコレクタを含む第二およ
び第三の相補的トランジスタ対を含有するとともに、該
第二および第三のトランジスタ対が、該第二のトランジ
スタ対の一方のトランジスタが該第三のトランジスタ対
の相補的トランジスタに直列に、該第二のトランジスタ
対の他方のトランジスタが該第三のトランジスタの他方
のトランジスタに直列になるように、交叉結合された第
二増幅器ステージと、 該第二のトランジスタ対のベースを前記直列接続バイア
ス発生回路のそれぞれの中間点に接続し、もって該ベー
スにバイアス電圧を供給するとともに該ベースに前記第
一のトランジスタ対のコレクタから信号を供給するよう
になっている接続回路と、 前記第二のトランジスタ対のコレクタに接続されて出力
信号を発生させるようになっている出力回路とを含有す
る直流結合トランスインピーダンス型増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/419,192 US4970470A (en) | 1989-10-10 | 1989-10-10 | DC-coupled transimpedance amplifier |
| US419,192 | 1989-10-10 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03150908A true JPH03150908A (ja) | 1991-06-27 |
Family
ID=23661191
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2275107A Pending JPH03150908A (ja) | 1989-10-10 | 1990-10-11 | 直流結合トランスインピーダンス型増幅器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4970470A (ja) |
| EP (1) | EP0422496A3 (ja) |
| JP (1) | JPH03150908A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007334276A (ja) * | 2006-06-16 | 2007-12-27 | Chunghwa Picture Tubes Ltd | グレイスケール電圧源のための出力バッファー |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5150074A (en) * | 1991-05-03 | 1992-09-22 | Analog Devices, Inc. | Wide-band transconductance generator |
| JPH04369105A (ja) * | 1991-06-17 | 1992-12-21 | Pioneer Electron Corp | 増幅器 |
| US5410274A (en) * | 1992-09-16 | 1995-04-25 | Hughes Aircraft Company | Single-ended and differential amplifiers with high feedback input impedance and low distortion |
| US5315231A (en) * | 1992-11-16 | 1994-05-24 | Hughes Aircraft Company | Symmetrical bipolar bias current source with high power supply rejection ratio (PSRR) |
| US5378938A (en) * | 1993-02-05 | 1995-01-03 | Hughes Aircraft Company | Sample-and-hold circuit including push-pull transconductance amplifier and current mirrors for parallel feed-forward slew enhancement and error correction |
| EP0684698B1 (en) * | 1994-05-23 | 1999-11-17 | STMicroelectronics S.r.l. | Class AB output amplifier stage |
| US5512859A (en) * | 1994-11-16 | 1996-04-30 | National Semiconductor Corporation | Amplifier stage having compensation for NPN, PNP beta mismatch and improved slew rate |
| US5510754A (en) * | 1994-11-18 | 1996-04-23 | National Semiconductor Corporation | Fast slewing amplifier using dynamic current mirrors |
| US5515007A (en) * | 1994-12-22 | 1996-05-07 | National Semiconductor Corporation | Triple buffered amplifier output stage |
| US6037841A (en) * | 1997-10-07 | 2000-03-14 | Applied Micro Circuits Corporation | Impedance matched CMOS transimpedance amplifier for high-speed fiber optic communications |
| US6163216A (en) | 1998-12-18 | 2000-12-19 | Texas Instruments Tucson Corporation | Wideband operational amplifier |
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| US6529078B1 (en) * | 2001-08-22 | 2003-03-04 | Analog Devices, Inc. | Low-distortion transimpedance amplifier structures and methods |
| US6781464B2 (en) * | 2001-10-30 | 2004-08-24 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Balanced amplifier and filter using the same |
| DE10309877A1 (de) * | 2003-03-06 | 2004-09-16 | Infineon Technologies Ag | Transimpedanzverstärker mit hoher Verstärkungsbandbreite zum Konvertieren eines DAC-Ausgangsstroms |
| US7397306B2 (en) * | 2005-11-02 | 2008-07-08 | Marvell World Trade Ltd. | High-bandwidth high-gain amplifier |
| US7388436B2 (en) * | 2005-11-02 | 2008-06-17 | Marvell World Trade Ltd | High-bandwidth high-gain amplifier |
| RU2390841C1 (ru) * | 2008-12-09 | 2010-05-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ГОУ ВПО "ЮРГУЭС") | Аналоговый квадратор напряжения |
| US10277180B2 (en) * | 2016-01-15 | 2019-04-30 | Honeywell International Inc. | Dual port transimpedance amplifier with separate feedback |
| US10033413B2 (en) | 2016-05-19 | 2018-07-24 | Analog Devices Global | Mixed-mode digital predistortion |
| US10224970B2 (en) | 2016-05-19 | 2019-03-05 | Analog Devices Global | Wideband digital predistortion |
| US10466296B2 (en) | 2017-01-09 | 2019-11-05 | Analog Devices Global | Devices and methods for smart sensor application |
Family Cites Families (4)
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|---|---|---|---|---|
| US3944944A (en) * | 1974-10-24 | 1976-03-16 | Ellenbecker Daniel G | Power amplifier with distortion control |
| JPS5437668A (en) * | 1977-08-31 | 1979-03-20 | Sansui Electric Co | Differential amplifier |
| JPS5753112A (en) * | 1980-09-16 | 1982-03-30 | Toshiba Corp | Sepp power amplifier |
| JPS6054508A (ja) * | 1983-09-06 | 1985-03-29 | Pioneer Electronic Corp | エミッタホロワ型シングルエンデットプッシュプル回路 |
-
1989
- 1989-10-10 US US07/419,192 patent/US4970470A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-10-04 EP EP19900118963 patent/EP0422496A3/en not_active Withdrawn
- 1990-10-11 JP JP2275107A patent/JPH03150908A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007334276A (ja) * | 2006-06-16 | 2007-12-27 | Chunghwa Picture Tubes Ltd | グレイスケール電圧源のための出力バッファー |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0422496A2 (en) | 1991-04-17 |
| EP0422496A3 (en) | 1991-08-28 |
| US4970470A (en) | 1990-11-13 |
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